Retificador Trifasico 18 Pulsos Estagio CC Controlado Histerese - Dissertacao Mestrado

PROGRAMA DE PÓSGRADUAÇÃO EM ENGENHARIA ELÉTRICA Retificador Trifásico de 18 Pulsos com Estágio CC Controlado por Histerese Constante RODOLFO CASTANHO FERNANDES Orientador Prof Dr Falcondes José Mendes de Seixas Dissertação apresentada à Faculdade de Engenharia UNESP Campus de Ilha Solteira para obtenção do título de Mestre em Engenharia Elétrica Área de Conhecimento Automação Ilha Solteira SP dezembro2010 FICHA CATALOGRÁFICA Elaborada pela Seção Técnica de Aquisição e Tratamento da Informação Serviço Técnico de Biblioteca e Documentação da UNESP Ilha Solteira Fernandes Rodolfo Castanho F363r Retificador trifásico de 18 pulsos com estágio CC controlado por histerese constante Rodolfo Castanho Fernandes Ilha Solteira sn 2010 102 f il Dissertação mestrado Universidade Estadual Paulista Faculdade de Engenharia de Ilha Solteira Área de conhecimento Automação 2010 Orientador Falcondes José Mendes de Seixas Inclui bibliografia 1 Eletrônica de Potência 2 Conversor CACC 3 Retificador multipulsos 4 Qualidade de energia 5 Histerese constante 6 Estágio CC elevador de tensão CERTIFICADO DE APROVAÇÃO TÍTULO Retificador trifásico de 18 pulsos com estágio CC controlado por histerese constante AUTOR RODOLFO CASTANHO FERNANDES ORIENTADOR Prof Dr FALCONDES JOSE MENDES DE SEIXAS Aprovado como parte das exigências para obtenção do Título de Mestre em Engenharia Elétrica Área AUTOMAÇÃO pela Comissão Examinadora Prof Dr FALCONDES JOSE MENDES DE SEIXAS Departamento de Engenharia Elétrica Faculdade de Engenharia de Ilha Solteira Prof Dr CARLOS ALBERTO CANESIN Departamento de Engenharia Elétrica Faculdade de Engenharia de Ilha Solteira Prof Dr LUIZ CARLOS GOMES DE FREITAS Centro de Ciências Exatas e Tecnologia Faculdade de Engenharia Elétrica Universidade Federal de Uberlândia Data da realização 03 de dezembro de 2010 Dedicado à minha família Álvaro Valkíria e Mariana Para a Arêta companheira de muitos anos Para os meus avós todos eles Só cheguei até aqui porque contei com a ajuda de vocês Se pude ver mais longe foi porque me amparei sobre os ombros de gigantes Isaac Newton 16431727 AGRADECIMENTOS Este trabalho foi possível porque sempre contei com o apoio e compreensão dos meus pais que me apoiaram em todas as decisões que tomei Agradeço a eles por tudo que conquistei Devo a eles tudo o que tenho Igualmente agradeço à Arêta que me acompanha desde o início da minha graduação pela paciência e amor Este trabalho também é seu Agradeço imensamente ao mestre Falcondes pela segurança com a qual me orientou e por mostrar ao mesmo tempo grande sabedoria e humildade Esteja certo que mais do que aluno e professor nos tornamos bons amigos O desejo de continuar na vida acadêmica nasceu graças ao convívio e conversas que tivemos Sou grato ao Prof Dr Carlos Alberto Canesin por quem tenho grande amizade e respeito pela participação na banca examinadora Obrigado pelas oportunidades de trabalhar com a equipe do Laboratório de Eletrônica de Potência inclusive em projetos de PD Foram experiências excelentes Muito obrigado ao Prof Dr Luiz Carlos Gomes de Freitas pela participação na banca examinadora pela revisão cuidadosa do material e pelos comentários Ao Prof Dr Dilson Amâncio Alves pela contribuição durante as etapas de projeto do autotransformador Ao Sr Rubens Takanohashi da empresa Arcelor Mittal por fornecer os dados técnicos dos aços elétricos usados no estudo do autotransformador A todos os membros e pesquisadores do LEP que compartilharam seus conhecimentos em muitas etapas deste trabalho e de outros em que estivemos juntos Guilherme Leonardo Moacyr Alírio Marcelo Priscila Luciano Jurandir Flávio Luigi e Ruben Aos amigos de Ilha Solteira que tornaram os finais de semana mais divertidos e inspiraram este trabalho Kenji Leandro Juliana André Opérsio e Gabriela Foram boas madrugadas E também à Stefani pelo otimismo e pelas longas conversas que tivemos Fico muito feliz em ter a oportunidade de conviver com todos Finalmente agradeço ao Departamento de Engenharia Elétrica e à CAPES pelo apoio financeiro concedido RESUMO Este trabalho propõe um novo conversor CACC trifásico de múltiplos pulsos com estágios CCCC elevadores de tensão controlados pela técnica de histerese constante Nesta proposta não são empregados indutores de interfase A finalidade deste conversor é a de possibilitar um barramento CC regulado para aplicações embarcadas acionamentos elétricos e afins sempre com preocupações relacionadas aos aspectos de Qualidade de Energia Elétrica Assim a proposta deve apresentar elevado fator de potência baixa distorção harmônica total de corrente drenada da rede elétrica Ampla revisão bibliográfica reunindo as propostas mais recentes da literatura para conversores com mesma finalidade é feita para que sejam estudadas as estruturas de potência técnicas de controle versatilidade possibilidade de isolamento galvânico e robustez Em seguida é detalhada a proposta principal deste trabalho por meio da apresentação do equacionamento do autotransformador dos estágios elevadores de tensão e da técnica de controle Esta análise permite que sejam feitas simulações com todos os elementos do conversor CACC e então se desenvolva o projeto físico dos elementos magnéticos e se escolham os componentes eletrônicos do protótipo O número reduzido de componentes de controle e a simplicidade dos circuitos de potência são grandes atrativos da proposta discutida Todas as informações relevantes são descritas detalhadamente e sempre que possível meios alternativos de solucionar problemas são também apresentados de forma que fiquem claras as possibilidades de melhoria da técnica empregada A operação conjunta de todos os elementos mais a técnica de controle foi validada de maneira que se comprovou por meio de ensaios todos os princípios de funcionamento da proposta de conversor CACC Pelos resultados experimentais obtevese corrente drenada da rede elétrica de 18 pulsos e com distorção harmônica total de aproximadamente 6 Palavraschave Conversor CACC Retificador multipulsos Qualidade de energia Histerese constante Estágio CCCC elevador de tensão ABSTRACT This work proposes a new ACDC threephase multipulse converter with DCDC boost stages and constant hysteresis control The objective of this converter is to provide a reliable DC bus for onboard applications electric motor drives and similars always considering power quality issues Thus the proposal presents high power factor and low harmonic distortions in the currents from the mains A wide revision is made on other recent proposals found in the scientific literature Different topologies are compared considering power circuits control techniques isolation possibility and robustness The second chapter presents the details on the main proposal of this work and also the mathematical equations that describe the autotransformer boost converters and control strategy Later simulation results are commented and discussed and the physical design is detailed The output filter elements power components and control elements are specified Experimental results including main waveforms efficiency voltage regulation and temperature rise are presented for the autotransformer The boost stages are also tested and its results are discussed Finally the proposed ACDC converter is tested and the control technique applied to the power stage is validated Keywords ACDC converter Multipulse rectifier Power quality Constant hysteresis Boost DCDC stage SUMÁRIO Capítulo 1 Introdução Geral 11 Considerações Iniciais 10 12 Conversores Trifásicos de Elevado Fator de Potência 11 121 Conversores Multipulsos 11 122 Conversores Multifases 13 123 Conversores Híbridos 14 13 Estado da Arte de Retificadores Trifásicos 15 131 Conversor Híbrido Programável Utilizando Conversores SEPIC 16 132 Conversor Híbrido com Controle Digital e Modulação por Histerese Variável 19 133 Conversor Híbrido Unidirecional em Corrente com Regulação da Tensão de Saída 21 134 Conversor Híbrido Bidirecional em Corrente com Regulação da Tensão de Saída 22 135 Conversor com Conexão Delta Diferencial e Dois Estágios Boost 23 136 Conversor 18 Pulsos com Conexão YDiferencial e Três Estágios Elevadores 25 137 Conversores Alimentados em Corrente e com Isolamento em Alta Frequência 26 138 Conversor 18 Pulsos Alimentado em Tensão Isolado em Alta Frequência 28 139 Conversor Isolado com Conexão Scott com Dois Estágios Elevadores em Série 30 14 Conclusões 31 Capítulo 2 Conversor CACC Multipulsos com Controle por Histerese Constante 21 Considerações Iniciais 34 22 Transformador Defasador e Adequador de Tensão 35 221 Conexão ΔDiferencial 36 23 Estágio Intermediário CCCC 42 24 Estratégia de Controle por Histerese Constante 43 25 Possíveis Aplicações para a Proposta 49 26 Conclusões 50 Capítulo 3 Cálculo de Parâmetros e Simulações 31 Considerações Iniciais 51 32 Modelo para Representação do Autotransformador 51 321 Resultados de Simulação para o Autotransformador 53 33 Cálculos para o Estágio Elevador de Tensão 58 34 Simulações com Autotransf Retificador e Estágio Elevador com Controle por Histerese 61 35 Simulações com Estágio SEPIC Isolado e Controle por Histerese Constante 64 36 Simulações com Estágio SEPIC Isolado Com Ondulação Nula de Corrente 66 37 Conclusões 68 Capítulo 4 Projeto e Especificação de Componentes 41 Considerações Iniciais 69 42 Projeto do Autotransformador ΔDiferencial 69 421 Etapa de PréProjeto 70 422 Etapa de Projeto do Núcleo Magnético 71 43 Especificação dos Retificadores Trifásicos 76 44 Projeto dos Indutores Armazenadores de Energia 77 45 Especificação dos Componentes do Circuito de Controle por Histerese Constante 79 46 Especificação de Semicondutores e Elementos de Filtragem 80 47 Conclusões 81 Capítulo 5 Resultados Experimentais 51 Considerações Iniciais 82 52 Resultados para o Autotransformador 82 521 Formas de onda das Tensões de Saída 83 522 Defasamento entre fases R 83 523 Regulação de Tensão 84 524 Rendimento e Elevação de Temperatura 85 53 Resultados para o Retificador de 18 Pulsos 86 531 Formas de Onda de Tensões Retificadas 87 532 Correntes em um Sistema Trifásico 87 533 Corrente em um Enrolamento Primário 88 534 Correntes na Entrada do Retificador 88 54 Resultados para Estágio Elevador de Tensão Indutores Acoplados 89 55 Resultados para Estágio Elevador de Tensão Indutores Desacoplados 92 56 Conclusões 94 Capítulo 6 Conclusões Gerais 61 Considerações Gerais 95 62 Propostas de Continuidade 97 REFERÊNCIAS 98 Capítulo 1 Introdução Geral 11 Considerações Iniciais O trabalho que se inicia tem o objetivo de propor um novo conversor retificador de múltiplos pulsos trifásico que forneça um barramento CC regulado e estabilizado ao mesmo tempo em que apresente reduzida distorção harmônica nas correntes drenadas da rede elétrica em corrente alternada Com isto esperase oferecer uma contribuição às excelentes pesquisas que vêm sendo desenvolvidas no mesmo sentido Os efeitos da baixa Qualidade de Energia elétrica são bem conhecidos e bastante discutidos na literatura 1 2 São estes efeitos muitas vezes extremamente danosos às redes elétricas eou equipamentos que dela dependem que motivam a busca por soluções na vasta área de Eletrônica de Potência As pesquisas por sua vez procuram atender a normas e recomendações cada vez mais severas e restritivas seja no que se refere a amplitudes harmônicas admissíveis seja em relação a interferências eletromagnéticas 37 Para alimentar cargas de pequena potência em geral optase por estruturas monofásicas O filtro capacitivo localizado logo após o estágio retificador das fontes chaveadas monofásicas faz com que a corrente drenada da rede elétrica tenha característica impulsiva resultando em distorção harmônica total de corrente DHTi elevada e fator de potência reduzido Técnicas de correção ativa do fator de potência como os préreguladores boost ou buckboost acomcompanhados das devidas estratégias de controle podem ser empregadas para tornar tal corrente mais próxima de uma referência senoidal de maneira que o equipamento atenda às normas cabíveis Ocorre entretanto que topologias monofásicas dificilmente podem suprir potências acima de 2 kW sem necessitar de aparatos adicionais como técnicas de comutação nãodissipativa ou componentes especiais com menores perdas Surge muitas vezes a necessidade de se utilizar topologias trifásicas No que se refere a conversores de elevado fator de potência as soluções estão divididas entre conversores multipulsos multifases e híbridos a serem discutidos nos próximos itens 12 Conversores Trifásicos de Elevado Fator de Potência 121 Conversores Multipulsos A definição usual de conversores multipulsos é a de que estes são conversores que fornecem mais de seis pulsos de ondulação de tensão retificada para cada ciclo da rede alternada Igualmente são os conversores que apresentam mais de seis pulsos patamares na corrente drenada da rede elétrica Técnicas de projeto especificação e equacionamentos encontramse na literatura 810 a b Figura 11 Conversor 12 pulsos com pontes em série e corrente em uma das fases de entrada a conversor 18 pulsos com pontes em paralelo e corrente em uma das fases de entrada b A figura 11a mostra como pode ser obtido um conversor 12 pulsos a partir da ponte retificadora trifásica clássica Neste caso as pontes retificadoras estão associadas em série mas esta não é a única forma de se obter o conversor de 12 pulsos 11 conforme se vê na figura 12a O defasamento de 30º entre as tensões de alimentação das pontes pode ser obtido por meio de um transformador com primário em Δ delta e secundários em Δ e Y estrela Na figura 11b um esquema genérico para a obtenção do conversor 18 pulsos é mostrado Desta vez as pontes retificadoras estão associadas em paralelo o que requer o uso do indutor adicional Lint usualmente chamado de transformador de interfase em inglês interphase power transformer IPT para absorver diferenças instantâneas de tensão pois as pontes retificadoras operam defasadas entre si Uma discussão interessante é feita em 11 quanto ao uso de transformadores de interfase Sempre que possível devese evitar o emprego destes elementos magnéticos adicionais pois há grande dificuldade em projetálos correta e otimizadamente principalmente quando há conteúdo harmônico préexistente na tensão da rede CA que alimenta o conversor o que geralmente ocorre O defasamento de 20º ou 20º em relação à rede de alimentação pode ser obtido por diferentes conexões de transformadores defasadores isolados ou não 12 A figura 12 traz alguns exemplos de transformadores isolados para aplicações multipulsos Conversores de maior número de pulsos também são possíveis Ainda na figura 12 Z indica conexão ziguezague e P significa conexão polígono As saídas retificadas podem ser associadas em série ou paralelo dependendo das exigências de projeto a b Figura 12 Algumas conexões isoladas de transformador para obtenção de 12 pulsos a e 18 pulsos b Conexões nãoisoladas baseadas em autotransformadores são conhecidas na literatura por processarem uma pequena fração da potência requerida pela carga localizada no barramento CC 1214 o que permite significativa redução das dimensões do núcleo magnético Estas conexões são bastante atrativas quando pesos e volumes finais do conversor são críticos e a carga não necessita ser isolada ou o isolamento pode ser feito em alta frequência Uma desvantagem destas conexões especiais é o grande número de enrolamentos que se necessita para obter algumas delas principalmente para topologias além de 18 pulsos Isto pode ser particularmente impeditivo em linhas de produção em série 122 Conversores Multifases Autotransformadores podem ser projetados de maneira que cada uma de suas fases de saída esteja defasada de certo ângulo das outras Por exemplo para a obtenção de um conversor 18 pulsos nove fases podem ser geradas a partir de um sistema trifásico convencional se um autotransformador for desenvolvido para que cada uma dessas fases possua defasamento de 40º em relação à anterior Assim não se obtém três sistemas trifásicos cada um defasado do outro de 20º ou 20º e sim nove fases defasadas entre si de 40º Isto permite a funcionalidade do circuito mostrado na figura 13 Nesta situação não mais existem três pontes retificadoras trifásicas o que torna dispensável o uso do IPT Figura 13 Exemplo de conversor multifase para obtenção de topologia 18 pulsos Para obter um conversor multifase com 12 pulsos basta que se projete um autotransformador de maneira que existam seis fases com defasagem entre si de 60º Analogamente para o conversor de vinte e quatro pulsos são necessárias 12 fases defasadas de 30º Genericamente um conversor de p pulsos requer p2 fases defasadas por 360p2 graus Em 15 é detalhada uma nova topologia de autotransformador para aplicações multifase proposta recentemente a conexão windmill Um exemplo de aplicação de 200 kVA é apresentado em 11 123 Conversores Híbridos O arranjo genérico de um conversor híbrido é dado na figura 14 Um retificador de seis pulsos nãocontrolado é associado em paralelo com outras topologias retificadoras com modulação por largura de pulsos em inglês pulse width modulation PWM O estágio nãocontrolado processa a maior parte da potência ativa total requerida pela carga Por sua vez o estágio controlado opera em alta frequência e processa a fração restante da potência ativa O chaveamento dos retificadores PWM é feito de forma a se impor certa corrente de entrada nestas estruturas de maneira que quando combinadas com a corrente de entrada típica do retificador trifásico de seis pulsos se obtenha corrente de linha com baixa distorção harmônica e em fase com a componente fundamental de tensão resultando em conversores com elevado fator de potência Os conversores híbridos são robustos e versáteis pois diferentes formas de onda de corrente na rede CA podem ser alcançadas pela alteração da corrente de referência imposta aos retificadores PWM Facilmente podem oferecer possibilidade de retrofit para instalações retificadoras Figura 14 Arranjo para conversores híbridos No arranjo proposto na figura 14 a tensão do barramento CC é imposta pela ponte retificadora trifásica Assim a tensão média é não regulada e será idealmente igual a 234 vezes a tensão eficaz de fase da alimentação CA 16 Somente é possível haver regulação de tensão de saída se Houver um estágio CCCC em série após o retificador de seis pulsos Assim com uma malha de controle da tensão de saída podese regular a mesma alterandose a razão cíclica da chave semicondutora do estágio CCCC O retificador de seis pulsos for do tipo controlado Desta maneira a tensão média sobre a carga será uma função do ângulo de disparo dos semicondutores Esta solução resolveria o problema de regulação de tensão contudo as correntes demandadas pelo conversor também se tornariam função do ângulo de disparo o que levaria ao aumento da distorção harmônica da corrente de entrada A bidirecionalidade em corrente depende do retificador trifásico de seis pulsos conter ou não semicondutores bidirecionais Ter esta característica é interessante em casos onde se necessita fluxo bidirecional entre o barramento CC e a rede de alimentação como no caso de acionamentos de máquinas elétricas A complexidade dos circuitos de comando e controle todavia tende a aumentar com o número de chaves controláveis 13 Estado da Arte de Retificadores Trifásicos Apresentados os arranjos convencionais de conversores CACC trifásicos neste tópico são analisadas e comentadas as propostas mais recentes da literatura o estado da arte dos retificadores trifásicos do ponto de vista de suas técnicas de controle quantidade de semicondutores complexidade dos circuitos fator de potência rendimento distorções harmônicas totais possibilidade de regulação de tensão sobre a carga e bidirecionalidade de tensão e corrente 131 Conversor Híbrido Programável Utilizando Conversores SEPIC Figura 15 Conversor Híbrido com três estágios SEPIC em paralelo O conversor apresentado na figura 15 é amplamente discutido nas referências 1719 e emprega três conversores CCCC SEPIC do inglês Single Ended Primary Inductor Converter além de uma ponte retificadora de seis pulsos Conforme figura 15 é obrigatório que se modifique os estágios SEPIC para que estes operem com independência entre si Estas modificações dizem respeito à divisão do indutor de entrada do estágio em dois indutores com metade da indutância total e também há a necessidade de diodos adicionais Nesta figura o valor instantâneo da corrente na fase a iainωt equivale à soma da corrente que flui pela ponte trifásica ia1ωt com aquela que é requerida pelo conversor SEPIC ia2ωt Esta última é imposta de acordo com programação prévia de maneira que o conversor pode operar com diferentes números de pulsos atendendo normas mais ou menos rigorosas Na figura 16 é apresentada a maneira de se obter corrente de entrada de 12 pulsos para a fase a do sistema Figura 16 Formas de onda no conversor híbrido para obtenção de 12 pulsos de corrente na entrada O equacionamento para a fase a é apresentado a partir de 11 iainωt ia1ωt ia2ωt 11 A forma de onda de ia1ωt é descrita pela série de Fourier conforme 12 Fica evidente que esta corrente é característica de um retificador de seis pulsos pois as ordens harmônicas correspondem a 6 n 1 onde n 123 enquanto a amplitude de cada umas destas harmônicas é 16 n 1 em relação à amplitude da componente fundamental ia1ωt 23π IRect1 cosωt 15 cos5ωt 17 cos7ωt 111 cos11ωt 113 cos13ωt 12 O mesmo pode ser feito com a forma de onda de ia2ωt que é representada por 13 ia2ωt 4π k IRect1 063 n11325 1n cosnωt 236 n517 1n cosnωt 236 n719 1n cosnωt 063 n1123 1n cosnωt 13 Finalmente somandose estas últimas duas equações obtémse a expressão de iainωt que tem as características das correntes dos retificadores de 12 pulsos ordens 12 n 1 com amplitudes 112 n 1 iainωt 43π IRect1 cosnωt n112335 1n cosnωt n132537 1n cosnωt 14 Quanto ao controle a figura 17 ilustra a estratégia adotada empregando modulação por largura de pulso Com a escolha do conversor SEPIC que tem característica de fonte de corrente na entrada a imposição de uma corrente de referência é facilitada O sinal de referência VREF pode ser gerado tanto digitalmente quanto por meios analógicos Esta tensão é multiplicada por uma fração da corrente que circula pelo indutor LF após a ponte retificadora trifásica IRect1 e somada com uma tensão dentedeserra VS Em seguida ocorre a comparação deste sinal com a corrente que circula no indutor L1 do conversor SEPIC O resultado desta comparação é o sinal de controle da chave S1 Figura 17 Estratégia de controle PWM Observase que para esta configuração na qual se obtém 12 pulsos para a corrente de entrada a DHTi é de 147 Ainda operando como conversor 12 pulsos a maior parte da potência elétrica requerida pela carga é processada pela ponte retificadora De fato apenas 21 da potência total é provida através dos conversores SEPIC cada conversor fornece cerca de 7 da potência da carga Caso se deseje aumentar o número de pulsos e assim obter DHTi tão baixa quanto por exemplo 5 os conversores SEPIC passarão a prover cerca de 45 da potência da carga 15 por conversor Alguns resultados são que a tensão de saída apresenta baixa ondulação o espectro harmônico da corrente de entrada é idêntico ao esperado para conversores de 12 pulsos tendo sido o fator de potência obtido de 0989 Finalmente notase que a técnica PWM permite simplicidade aos circuitos de comando e controle Ainda assim há a necessidade de um circuito como o da figura 17 para cada estágio CCCC e também são necessário quatro sensores do tipo Efeito Hall para obter os sinais requeridos pelo controle um para cada conversor SEPIC mais um para o retificador trifásico A versatilidade deste conversor híbrido devese ao fato de que como já comentado pode haver imposição da corrente de referência objetivandose uma forma de onda específica para a corrente de entrada nas fases do conversor Freitas 19 discute a imposição de correntes para obtenção de formas de onda de vinte pulsos e até mesmo senoidais nas fases de entrada do conversor Como ambos os estágios CCCC elevador e SEPIC possuem característica de fonte de corrente na entrada o que favorece a imposição de uma forma de onda de corrente e fonte de tensão na saída o que facilita o paralelismo dos estágios podese conseguir uma nova topologia substituindose os conversores SEPIC do conversor anterior por conversores elevadores de tensão 20 21 Novamente é preciso modificar a estrutura básica dos estágios CCCC para que o princípio de funcionamento de cada um deles seja garantido Detalhes das modificações são discutidos na literatura 22 132 Conversor Híbrido com Controle Digital e Modulação por Histerese Variável Este trabalho é discutido por Soares et al 2325 e sendo também baseado em conversores SEPIC constitui um aprimoramento de 18 É introduzido o controle digital em FPGA Field Programmable Gate Array com linguagem de programação VHDL VHSIC Hardware Description Language que impõe a corrente de referência dos conversores CCCC permitindo maior facilidade na obtenção de corrente de linha senoidal na rede CA O circuito principal é o mesmo da figura 15 A técnica de controle por histerese funciona colocando o semicondutor de potência do conversor SEPIC em condução quando a corrente através do indutor atinge um valor mínimo de referência Em condução a chave cria novamente um caminho para circulação da corrente no indutor Esta aumentará até atingir o limite superior quando o semicondutor é comutado para o bloqueio Assim sendo o valor instantâneo da corrente no indutor fica restrito a uma faixa bem delimitada chamada de largura de banda de histerese Impondo forma de onda ia2ωt como a da figura 18a forma de onda senoidal para a corrente é esperada na entrada do conversor híbrido Se Im é o valor de pico desta senoide e IRetif1 é o pico da corrente no retificador trifásico nãocontrolado definese o parâmetro K como K Im IRetif1 15 Se K2 a DHTi é nula pois facilmente notase que ia2ωt pode ser gerada de maneira a completar ia1ωt Percebese que se K2 a senoide a ser obtida terá uma pequena parcela inferior a ia1ωt o que significa a necessidade de uma pequena área negativa na forma de onda de ia2ωt É somente com esta área que se pode somar instantaneamente ambas as formas de onda e obter corrente senoidal na entrada do conversor a b Figura 18 Formas de onda para K2 a e K2 b A parcela de corrente negativa mesmo que pequena só pode ser obtida com a bidirecionalidade em corrente dos retificadores monofásicos anteriores aos estágios SEPIC Como apenas diodos estão presentes nestes retificadores as parcelas negativas requeridas serão ceifadas impedindo que a DHTi seja nula conforme figura 18b No controle digital de histerese o processo de aquisição de dados do conversor AD influencia diretamente nos comandos de entrada em condução e bloqueio da chave principal dos estágios SEPIC Isto porque pode ocorrer uma amostragem do sinal de corrente no indutor pouquíssimos instantes antes desta atingir por exemplo o limite superior da banda de histerese Entre esta aquisição dentro dos limites da banda e a próxima a corrente poderá ter excedido o limite e só então o semicondutor será bloqueado A modulação pode não ocorrer com a precisão da histerese analógica onde tudo se resume à precisão dos comparadores empregados A estratégia de modulação por histerese digital proposta consiste em eliminar o limite superior da banda de histerese e então o controle da ondulação e frequência das correntes nos indutores SEPIC é realizado impondose tempo de condução fixo e tempo de bloqueio variável para a chave principal frequência de comutação variável Quanto aos resultados obtidos no melhor caso a DHTi é de 4 chegando a cerca de 8 quando a carga é reduzida a 20 da nominal Os fatores de potência encontrados são próximos da unidade O atendimento à norma IEC 6100032 também foi verificado Outra questão interessante é que no controle digital desenvolvido em 23 são necessários conversores AD operando a frequências da ordem de 500 kHz para correta amostragem das correntes em cada um dos indutores SEPIC Frequências elevadas devem ser sempre alvos de projetos cuidadosos pois interferências eletromagnéticas geradas pelo próprio conversor híbrido inclusive podem dificultar a aquisição de dados e degradar o controle A versatilidade deste conversor híbrido é grande já que ele é digitalmente programável do ponto de vista de que há programação digital da corrente imposta aos estágios SEPIC 133 Conversor Híbrido Unidirecional em Corrente com Regulação da Tensão de Saída Esta proposta tem equacionamento matemático semelhante ao visto no item 131 e é discutida por Alves Font e Barbi 26 As simulações mostram capacidade para obtenção de correntes quase senoidais na entrada e elevado fator de potência Um estágio CCCC elevador de tensão é incorporado ao retificador trifásico nãocontrolado permitindo assim a regulação da tensão da saída A figura 19 ilustra a proposta Procurase operar com 50 da potência nominal sendo processada na ponte trifásica e o restante fica dividido entre cada um dos três estágios com estratégia PWM Nesta situação a DHTi é a mínima possível algo próximo de 3 Por ser unidirecional este conversor requer o ajuste correto do ganho K como definido previamente ou a DHTi poderá ser aumentada Isto se dá pelo mesmo motivo discutido na proposta anterior ocorre o ceifamento de parte da forma de onda imposta aos conversores CCCC em paralelo com a ponte nãocontrolada Figura 19 Conversor híbrido unidirecional em corrente com regulação de tensão 134 Conversor Híbrido Bidirecional em Corrente com Regulação da Tensão de Saída Na figura 110 é mostrado o circuito bidirecional em corrente A regulação de tensão é possível devido ao estágio elevador de tensão posicionado depois da ponte retificadora trifásica e que opera no modo de condução contínua Conceitos e simulações são apresentados por Font e Barbi 27 Como agora é possível que a corrente imposta ao estágio em paralelo com a ponte trifásica a diodo assuma valores negativos a forma de onda desta corrente de referência não mais será ceifada Assim mesmo para valores de K próximos da unidade a corrente drenada da rede ainda poderá ser senoidal Dois modos de operação são possíveis No primeiro modo o estágio retificador trifásico processa toda a potência da carga enquanto o estágio retificador PWM processa apenas a energia necessária para complementar a forma de onda demandada pela ponte trifásica e obter corrente senoidal na entrada No segundo modo cada um dos estágios processa metade da potência requerida pela carga A estratégia de controle usa quatro malhas para corrente e uma para tensão que fornece compensação para a tensão de saída e valores de referência para as malhas de corrente As correntes demandadas pelo retificador PWM são controladas indiretamente pelo monitoramento das correntes de entrada Controle digital também é possível e pode ser implementado para reduzir o número de circuitos integrados são necessárias quatro unidades UC3854B Figura 110 Conversor híbrido bidirecional em corrente A diferença fundamental desta proposta para as anteriores é que neste caso as estruturas em paralelo operam como filtros manipulando potências ativas e reativas Nas outras propostas híbridas ao contrário os módulos chaveados operam apenas potências ativas 135 Conversor com Conexão Delta Diferencial e Dois Estágios Boost Este conceito é apresentado por Choi 28 e usa autotransformador com conexão ΔDiferencial portanto nãoisolado mas que processa apenas 24 da potência da carga Dois estágios elevadores de tensão são conectados em paralelo sem a necessidade de transformadores de interfase A figura 111 apresenta a topologia A corrente drenada da rede é determinada pela corrente nos indutores as quais podem ser moduladas de maneira que se obtenha corrente senoidal na entrada O princípio de funcionamento é descrito a seguir É possível que haja corrente fluindo na fase a1 apenas quando um dos diodos o do pólo positivo ou o do pólo negativo estiver corretamente polarizado Assim no semiciclo positivo quando a tensão Vab for maior em amplitude que as demais o diodo do pólo positivo da fase a1 estará conduzindo juntamente com o do pólo negativo de b1 Quando a tensão vac tornarse maior que as outras o diodo do pólo negativo de c1 entrará em condução enquanto o diodo de b1 se bloqueia No semiciclo negativo o diodo do pólo negativo da fase a1 estará em condução ora com o diodo do pólo positivo de b1 ora com o de c1 Esta operação define a função Sa1 que tem sua forma de onda mostrada na figura 112 É importante notar que Sb1 e Sc1 ocorrem em alguns intervalos simultaneamente com Sa1 Figura 112 Formas de onda para o conversor Enquanto há a correta polarização de um dos diodos da fase a1 a corrente que circulará nesta fase é dada por ia1 Na outra ponte retificadora da mesma maneira temse a corrente na fase a2 chamada de ia2 com defasagem angular de 30º em relação à ia1 A soma instantânea das formas de onda nas fases das pontes retificadoras resulta em uma senóide na entrada do conversor ia É preciso entretanto que o controle imponha a corrente triangular nos indutores dos estágios elevadores de tensão iL1 e iL2 Valores normalizados para as correntes iL1 e iL2 são armazenados em tabelas lookup tables e sincronizados com as tensões de linha da rede CA por meio de circuitos detectores de cruzamento com zero Também é utilizado um bloco de controle do tipo PLL Phaselocked loop que gera sinais em fase com uma referência no caso as referências são as formas de onda das tensões de linha da alimentação Pelos resultados experimentais de Choi 28 a DHTi é de apenas 27 com fator de potência praticamente unitário Com técnica semelhante de controle Hahn Enjeti e Park 29 propõem o uso de transformador YΔ As formas de onda são basicamente as mesmas da figura 112 É importante que fique claro que 29 foi publicado alguns anos antes de Choi 28 136 Conversor 18 Pulsos com Conexão YDiferencial e Três Estágios Elevadores Esta proposta é apresentada por Seixas e Barbi 30 e é representada pela figura 113 Utilizase um transformador defasador com conexão YDiferencial para a geração de três conjuntos de fases apropriadamente defasados entre si Com YDiferencial projetado o núcleo magnético processa menos de 22 da potência nominal requerida pela carga Quando o estágio elevador opera a frequência constante sem malha reguladora de corrente a frequência de chaveamento e a indutância definem a ondulação da corrente através dos indutores dos estágios elevadores de tensão A ondulação pode tornarse assim muito grande em relação ao valor médio da corrente e eventualmente o estágio poderá operar no modo de condução descontínua prejudicando severamente as correntes de entrada provenientes da rede elétrica A compensação de corrente o modulador PWM e o estágio de ataque do IGBT podem ser realizados simultaneamente com o circuito integrado LM3524 Devido à presença dos diodos adicionais os circuitos de ataque dos IGBTs devem ser isolados A regulação de tensão de saída é feita por um compensador único para os três estágios elevadores de tensão A corrente da referência que é usada na comparação com as correntes medidas pelos sensores Hall em cada um dos indutores é a mesma e provém do compensador de tensão As frequências de chaveamento de cada IGBT não requerem sincronismo pois os três estágios elevadores de tensão operam completamente independentes Apresenta fator de potência 099 e DHTi 88 137 Conversores Alimentados em Corrente e com Isolamento em Alta Frequência Algumas alternativas alimentadas em corrente são propostas para que haja isolamento entre a rede elétrica e a carga em alta frequência 12 Um resumo é apresentado a seguir sempre para topologia CACC 18 pulsos com transformador YDiferencial Reguladores Boost e Estágio FullBridge Único O conceito é apresentado na figura 114 Figura 114 Conversor com três estágios elevadores de tensão e ponte completa Como os estágios elevadores de tensão estão conectados em paralelo um novo conversor CCCC pode ser introduzido permitindo isolamento em relação à carga A escolha da ponte completa usualmente referida na literatura como full bridge permite operar em médias potências em torno de 10 kW Além disso o novo estágio permite adaptar a tensão do projeto à da carga Uma malha de tensão única pode ser implementada para realizar a regulação da tensão de saída pelo controle da razão cíclica das chaves do estágio isolado A característica de saída em tensão do estágio ponte completa alimentado em corrente resulta em elevadas correntes de pico e eficazes no filtro capacitivo de saída confirmado por simulação Isto torna necessário o uso de maior número de capacitores para suportar tais correntes sendo uma desvantagem da topologia Estágios Ponte Completa e Secundários em Série A conexão série dos enrolamentos secundários força o equilíbrio das correntes que circulam no primário dos transformadores de alta frequência Este equilíbrio faz com que as correntes provenientes das pontes retificadoras tenham uma componente de frequência 18 vezes maior que a da rede de alimentação e outra na frequência de comutação dos semicondutores que fazem parte da ponte completa Figura 115 Conversor com estágios em ponte completa e secundários em série O uso de compensadores de corrente é desnecessário e um regulador simples e único de tensão pode ser proposto para regular a tensão de saída A figura 115 mostra a topologia O circuito de comando embora opere 12 semicondutores requer apenas dois sinais para o chaveamento P1 e P2 Deve haver superposição entre estes sinais de comando para que se obtenha o modo elevador de tensão ou seja para que as pontes completas operem armazenando energia como um estágio elevador convencional Além disso há necessidade de comando isolado para os semicondutores superiores do conversor pois estes não estão conectados à massa de referência do circuito Estágios PushPull e Secundários em Série Esta é uma variação do caso anterior O estágio pushpull simplifica ainda mais o conversor por usar metade dos semicondutores normais do fullbridge E como os dois semicondutores estão na mesma referência do circuito de potência podem ser comandados sem serem isolados A figura 116 representa o estágio comentado Figura 116 Conversor com estágio pushpull e secundários em série 138 Conversor 18 Pulsos Alimentado em Tensão Isolado em Alta Frequência Esta idéia é discutida por Seixas et al 12 3133 O defasamento angular entre as fases que alimentam as três pontes retificadoras nãocontroladas é obtido com autotransformador na configuração YDiferencial Depois de cada ponte retificadora existe um filtro LC passabaixa convencional de alta frequência e pequenas dimensões Logo após os filtros estágios em ponte completa são posicionados Os enrolamentos secundários dos três conversores CCCC são conectados em série permitindo assim o balanceamento das correntes no barramento CC sem necessidade de monitorar as mesmas O circuito proposto é mostrado na figura 117 A correta operação destes conversores CCCC requer o sincronismo entre os semicondutores controláveis A técnica PSPWM PhaseShifted PWM é empregada para reduzir perdas de comutação sem o uso de chaves adicionais e permitir a regulação de tensão na saída A implementação desta pode ser realizada com o circuito integrado UC3875 Através de transformadores de pulso a sincronia entre os estágios CCCC é atingida com facilidade Figura 117 Conversor 18 pulsos isolado em alta frequência O retificador de saída próximo à carga é de ponto médio e a tensão a ser retificada é composta pela soma das tensões em cada secundário Como estas apresentam ondulação de seis pulsos a soma delas resulta sobre a carga em ondulação de 18 pulsos Os resultados experimentais mostram que o fator de potência é de 099 com DHTi 86 139 Conversor Isolado com Conexão Scott com Dois Estágios Elevadores em Série A topologia discutida por Badin e Barbi 34 usa como transformador isolador a conexão Scott a qual fornece duas tensões defasadas de 90º a partir de um sistema trifásico de alimentação 35 Na figura 118 é mostrada a configuração proposta onde dois estágios elevadores de tensão são conectados em série Neste caso um ponto médio é obtido e a partir dele podese conseguir metade da tensão total de saída e também uma fonte simétrica Figura 118 Conversor Isolado com estágios elevadores em série Os estágios elevadores são usados na correção do fator de potência forçando a corrente nos indutores a seguir a forma de onda da tensão retificada nos secundários do transformador Scott Cada estágio tem seu próprio controle de corrente contudo ambos se aproveitam da mesma malha de controle de tensão Isto garante distribuição igualitária da potência processada em cada estágio Uma segunda malha de tensão ocupase em manter o equilíbrio das duas tensões de saída em relação ao ponto de referência ponto médio da conexão série O controle de corrente é feito por valores médios instantâneos A própria conexão Scott auxilia na distribuição de correntes trifásicas de linha Os resultados experimentais mostram DHTi de cerca de 45 e fator de potência 099 Figura 119 Conversor com estágios abaixadoreselevadores e transformador Scott Miller e Barbi 36 37 apresentam uma alternativa também com regulação de tensão e técnicas de controle semelhantes às descritas há pouco porém com ligação paralela de dois estágios elevadores Todo o controle é feito pelo circuito integrado UC3854B Com dois estágios CCCC do tipo abaixadorelevador de tensão é possível realizar o mesmo que foi apresentado anteriormente com algumas alterações na técnica de controle Pires et al 38 usam controle por modos deslizantes e a figura 119 ilustra a proposta 14 Conclusões Há alguma dificuldade em se obter retificadores que apresentem simultaneamente robustez reduzidas dimensões físicas simplicidade de controle e ainda permitam isolamento entre carga e rede elétrica Mais difícil ainda é reunir todas estas características em um conversor que tenha elevado fator de potência e correntes de entrada com baixa distorção harmônica total Foram discutidas algumas propostas as quais contemplam vários dos requisitos desejáveis mas que não atendem a outros Se o isolamento galvânico não é prérequisito os conversores híbridos são excelentes alternativas Em especial o conversor bidirecional em corrente e o conversor com transformador ΔDiferencial e estágio elevador são propostas interessantes pelos resultados obtidos e pela estratégia de controle O híbrido com controle digital é o mais versátil embora seja preciso cautela ao se trabalhar em frequências elevadas por questões de interferências eletromagnéticas Quando é preciso isolar a carga da rede elétrica as alternativas híbridas são descartadas juntamente com as topologias multipulsos nãoisoladas Restam assim as propostas com transformador Scott e os conversores multipulsos isolados em alta frequência A desvantagem do uso da conexão Scott está como já mencionado na complexidade das malhas de controle de tensão e corrente O volume do transformador Scott é grande visto que dois núcleos monofásicos são necessários Quanto aos multipulsos com estágios CCCC o número de semicondutores a ser controlado é elevado principalmente para estágios em ponte completa O controle e comando destes semicondutores contudo é simples de forma que a confiabilidade não é afetada A tabela 11 seguinte resume todas as topologias comentadas sob o ponto de vista de isolamento galvânico tipo de controle número de componentes DHTi conforme resultados das respectivas referências Tabela 11 Resumo das topologias discutidas Conversor Isolamento Controle No Componentes de Potência Pontos Críticos DHTi Híbrido SEPIC 12 Pulsos Não Analógico Baixo DHT da tensão de alimentação 147 Híbrido Boost 12 Pulsos Não Analógico Baixo Transformador nos estágios Boost 140 Híbrido Digital Não Digital Baixo Conversores AD 40 Híbrido Bidirecional Não Analógico Médio Perdas 50 Delta Dif Dois Boosts Não Analógico Baixo PLL e Lookup Table 27 Y dif Três Boosts Não Analógico Baixo 88 Y dif um Fullbridge Alta Frequência Malha Aberta Médio 60 Y dif Três Fullbridge Alta Frequência Analógico Alto Número de Chaves 86 Y dif Três PushPull Alta Frequência Malha Aberta Médio Corrente eficaz elevada cap de saída 86 Scott Dois Boosts série Sim Analógico Baixo Malha de Equilíbrio de Potência 45 Scott Dois Boosts paralelo Sim Analógico Baixo Malha de Equilíbrio de Potência 80 Este primeiro capítulo apresenta as possíveis topologias e estado da arte de retificadores trifásicos de elevado fator de potência O capítulo 2 apresenta detalhes da proposta deste trabalho o conversor CACC de elevado fator de potência com estágios elevadores de tensão com controle por histerese constante São descritas a topologia ΔDiferencial a técnica de controle as etapas de funcionamento do conversor e as possíveis aplicações do mesmo No capítulo 3 discutemse os parâmetros desejáveis do conversor as especificações do mesmo e simulações tanto para o transformador de entrada quanto para o estágio CCCC e controle por histerese O capítulo 4 apresenta o projeto físico dos elementos magnéticos especificações de componentes de potência e controle Os resultados experimentais são comentados no capítulo 5 e comparados com as simulações obtidas previamente Ao final no capítulo 6 são discutidas as conclusões gerais do projeto possibilidades de melhora em algumas questões e propostas para a continuidade do trabalho 34 Capítulo 2 Conversor CACC Multipulsos com Controle por Histerese Constante 21 Considerações Iniciais Neste capítulo é apresentada a proposta principal do trabalho Tratase de conversor CACC trifásico que compreende um transformador defasador especial o estágio retificador de múltiplos pulsos e estágios elevadores de tensão controlados com a técnica denominada de Histerese Constante Em linhas gerais esta proposta procura atender às seguintes características Elevado Fator de Potência portanto baixa Distorção Harmônica Total para as correntes de entrada Possibilidade de regulação da tensão média do barramento CC Modularidade módulos retificadoreselevadores independentes Baixos volume e peso A figura 21 ilustra a organização geral do conversor proposto A discussão a ser feita se inicia com as justificativas das escolhas do autotransformador e dos estágios elevadores de tensão Em seguida avaliase a técnica de controle mais apropriada Ao final do capítulo são apresentadas as possíveis aplicações da proposta Em princípio propõese que a faixa de potência para tal estrutura seja de 1 kVA até algumas dezenas de kVA Figura 21 Esquema geral do conversor proposto 22 Transformador Defasador e Adequador de Tensão A função do transformador de entrada aquele que está entre a rede elétrica local e o estágio de retificação é a de realizar uma adequação prévia da tensão do aproveitamento elétrico local ao nível de tensão requerido pela carga a ser conectada no barramento CC Este transformador portanto poderá ter natureza elevadora ou abaixadora a depender da aplicação a que se destina A segunda função deste elemento é a de alimentar as pontes retificadoras de seis pulsos de maneira que como discutido no capítulo 1 se possa obter um retificador de 18 pulsos Assim este transformador deve prover três sistemas trifásicos a partir da rede local também trifásica um sistema trifásico em fase com a rede um segundo sistema trifásico defasado de 20º da rede e um terceiro defasado de 20º desta mesma referência Em princípio a literatura traz grande quantidade de soluções para transformadores defasadores conforme citado no capítulo anterior onde foram comentadas as topologias baseadas nas conexões ziguezague polígono e também as mais convencionais Δ e Y Todas estas são possibilidades que garantem o isolamento galvânico entre a rede elétrica e a carga Contudo o núcleo magnético projetado para estes transformadores deverá processar a potência total requerida pela carga além é claro das potências de perdas no cobre no próprio núcleo nas pontes retificadoras e nos estágios adiante Sendo assim tornase interessante avaliar o emprego de topologias que embora não permitam o isolamento galvânico apresentem redução considerável com relação a pesos e volumes totais quando comparadas com as topologias isoladas propiciando ainda redução de custos e aumento de rendimento Neste ponto cabem as conexões baseadas em autotransformadores eventualmente chamadas de conexões diferenciais Nestas conexões o núcleo magnético processa apenas uma fração da potência total requerida pela carga geralmente inferior a 40 O restante é transferido da rede elétrica para a carga não por meios magnéticos mas sim pelos próprios enrolamentos do autotransformador Para que se tenha idéia da diferença de pesos entre as diferentes topologias isoladas e as diferenciais a figura 22 traz o gráfico comparativo entre as topologias Δ e Y nãoisoladas e ziguezague isolada para diferentes potências nominais na carga Todos as curvas referemse a transformadores associados a retificadores de 18 pulsos Além disso o peso total corresponde à soma dos pesos de cobre e núcleo Em todos os casos a tensão de linha da rede foi assumida 220 Vrms e a tensão na carga 400 V Figura 22 Gráfico comparativo de pesos totais para diferentes topologias de transformador Como se nota as conexões baseadas em autotransformadores apresentam os menores pesos totais Para aplicações embarcadas onde as dimensões físicas são preocupações críticas estas topologias podem ser bastante atrativas Nesse sentido adotase a conexão ΔDiferencial para o transformador defasador deste trabalho Esta conexão passa a ser detalhada no item seguinte 221 Conexão ΔDiferencial A figura 23 mostra a conexão ΔDiferencial Nesta representação Va Vb e Vc são os fasores que representam as tensões de fase da rede trifásica estas tensões estão defasadas de 120º entre si As tensões VRn VSn e VTn correspondem ao sistema trifásico secundário em fase com a rede elétrica As tensões VR1 VS1 VT1 formam o sistema trifásico adiantado de 20º em relação à rede elétrica Finalmente as tensões VR2 VS2 e VT2 compõem o sistema trifásico defasado de 20º da rede elétrica Cada um dos sistemas trifásicos secundários será conectado a uma ponte retificadora de seis pulsos de forma que as tensões retificadas de seis pulsos também terão defasamentos de 0º 20º e 20º em relação à rede elétrica O correto cálculo do número de espiras de cada enrolamento é o que garante o defasamento angular que se espera Os detalhes de projeto e montagem do transformador serão discutidos no capítulo 4 Figura 23 Conexão ΔDerencial A figura 24 mostra uma representação alternativa da conexão ΔDiferencial onde são mostrados os enrolamentos com suas polaridades sobre o núcleo magnético de três colunas Notese que na figura 23 os enrolamentos e respectivas polaridades também estão presentes e esta figura mostra como devem ser conectados os enrolamentos dispostos na figura 24 Figura 24 Detalhe do núcleo magnético da conexão ΔDiferencial Tanto para a implementação física quanto para a simulação dos autotransformadores é preciso que se calcule as relações de espiras entre os diversos enrolamentos dos mesmos Estas relações de espiras podem então serem escritas como relações entre indutâncias Finalmente estas últimas podem ser usadas no aplicativo de simulação escolhido A metodologia que se utiliza para os cálculos é baseada na generalização das conexões de autotransformadores para aplicação em conversores multipulsos 10 39 40 Este método desenvolve equações que podem representar tanto as conexões em Δ quanto em Y abaixadoras ou elevadoras de tensão para conversores de 12 ou de 18 pulsos Portanto é uma ferramenta bastante prática Pode ser aplicada com facilidade tanto por aqueles que são familiares aos conversores multipulsos quanto por aqueles que não dominam completamente estas soluções Embora o desenvolvimento das equações obtidas a partir de diagramas fasoriais não seja aqui demonstrado as equações generalizadas são apresentadas e no capítulo 3 são usadas para as primeiras simulações da proposta O ângulo α proveniente da análise fasorial pode ser calculado como em 21 É interessante notar que esta equação é função da tensão de fase de uma das saídas do autotransformador VR1 que é uma informação que depende do projeto de acordo com as especificações da carga e também da tensão de fase da rede elétrica Va e dos parâmetros α Ψ e θ O parâmetro Ψ medido em graus indica se a conexão a ser projetada é em Δ para a qual Ψ 0º ou em Y fazendose Ψ 30º O ângulo θ indica se o conversor é de 12 pulsos θ 15º ou de 18 pulsos θ 20º Portanto o valor de α pode ser determinado de acordo a especificação de tensão desejada sobre a carga e também em função da tensão da rede elétrica disponível α ψ arctg 33 VR1 cosψ θ Va cosψ 3 Va senψ VR1 cosψ θ 21 A tensão VR1 pode ser enfatizada e escrita como em 22 VR1 Va sen30º Ψ sen150º Ψ α sen90º Ψ α sen90º Ψ θ 22 Tendo calculado o ângulo α podese determinar a tensão sobre os enrolamentos com índices 1 e 2 conforme figuras 23 e 24 ou seja Nab1 Nab2 Nbc1 Nbc2 Nca1 e Nca2 conforme a equação 23 Vab1 Va sen30º Ψ sen150º Ψ α senα sen30º Ψ 23 A tensão sobre os enrolamentos com índices 3 e 4 pode ser calculada como mostra a equação 24 Assim temse a tensão sobre os enrolamentos Nab3 Nab4 Nbc3Nbc4 Nca3 Nca4 Vab3 Va sen30º Ψ sen150º Ψ α senα θ sen90º Ψ θ 24 Analisando novamente as figuras 23 e 24 notase que é preciso ainda conhecer a tensão sobre os enrolamentos de índices n e n1 as quais podem ser determinadas pelas equações 25 e 26 respectivamente A solução destas equações permite o conhecimento das tensões sobre os enrolamentos Nabn Nbcn Ncan e também Nabn1 Nbcn1 e Ncan1 Vabh VR1 Va 2 cos30 Ψ 25 Vabh1 VR1 Va 2 cos30 Ψ cos3 Ψ 26 Por fim a tensão sobre os enrolamentos Nab Nbc e Nca é conhecida pois corresponde exatamente à tensão de linha da rede elétrica O número de espiras de Nab por exemplo pode ser determinado como será feito no capítulo 4 conhecendose a potência do autotransformador as características do núcleo magnético e a frequência de operação Tendo o número de espiras de Nab e conhecendose as tensões em todos os outros enrolamentos pois todas podem ser prontamente calculadas pelas equações apresentadas obtêmse as relações de espiras necessárias ao projeto Figura 25 Conexão ΔDiferencial 18 pulsos alimentando carga com característica de corrente constante Continuando a análise dos autotransformadores foi citado que o transformador no conversor CACC tem o objetivo de prover o defasamento necessário e de adequar níveis de tensão Contudo ao se optar por uma conexão diferencial outra vantagem é alcançada este tipo de conexão permite que se obtenha múltiplos degraus na corrente drenada da rede elétrica Desta maneira a conexão diferencial opera também como um estágio passivo de correção de fator de potência A figura 25 apresenta um conversor de 18 pulsos com a conexão ΔDiferencial e três retificadores independentes onde a carga tem característica de corrente constante A forma de onda típica da corrente na entrada de uma das pontes retificadoras IRn nesta situação é mostrada na figura 26a e a decomposição desta em série de Fourier é dada de acordo com 27 As correntes IR1 e IR2 também descritas pelas respectivas séries de Fourier em 28 e 29 Em todos os casos Io corresponde à corrente média na carga Figura 26 Formas de onda típicas para corrente IRn a Iab b e na rede c IRnt 4 π Io sumh1100 1h cosh π6 sen h 2 π f t 2 π3 27 IR1t 4 π Io sumh1100 1h cosh π6 sen h 2 π f t 2 π3 θ 28 IR2t 4 π Io sumh1100 1h cosh π6 sen h 2 π f t 2 π3 θ 29 É possível também escrever todas as correntes em cada um dos secundários do autotransformador conforme as equações seguintes Notese que estas séries descrevem a mesma forma de onda vista na figura 26a apenas com diferentes defasamentos ISnt 4 π Io sumh1100 1h cosh π6 sen h 2 π f t 210 IS1t 4 π Io sumh1100 1h cosh π6 sen h 2 π f t θ 211 IS2t 4 π Io sumh1100 1h cosh π6 sen h 2 π f t θ 212 Igualmente para as fases restantes temse ITnt 4 π Io sumh1100 1h cosh π6 sen h 2 π f t 2 π3 213 IT1t 4 π Io sumh1100 1h cosh π6 sen h 2 π f t 2 π3 θ 214 IT2t 4 π Io sumh1100 1h cosh π6 sen h 2 π f t 2 π3 θ 215 A corrente Iab em um enrolamento primário é mostrada na figura 26b e pode ser escrita por 216 onde devem ser consideradas as relações de espiras Nos outros enrolamentos as respectivas equações são 217 e 218 Iabt Vca1 IS1t IR2t Vab Vbc3 IT1t IT2t Vab Vabn IRnt ISnt Vab 216 Ibct Vca1 IT1t IS2t Vab Vbc3 IR1t IR2t Vab Vabn ISnt ITnt Vab 217 Icat Vca1 IR1t IT2t Vab Vbc3 IS1t IS2t Vab Vabn ITnt IRnt Vab 218 Por fim a forma de onda de 18 pulsos drenada da rede elétrica pode ser escrita em função das equações anteriores Esta forma de onda é aquela vista na figura 26c 42 2 1 t I t I t I t I t I t I ca ab Rn R R a 219 2 1 t I t I t I t I t I t I ab bc Sn S S b 220 2 1 t I t I t I t I t I t I bc ca Tn T T c 221 O conteúdo harmônico desta última forma de onda é de grande interesse já que há grande preocupação com questões de qualidade de energia elétrica Contudo a forma de onda de corrente apresentada na figura 26c só é obtida quando a carga conectada a cada retificador de seis pulsos é do tipo corrente constante De outra maneira a corrente drenada da rede não mais apresentará os degraus característicos e a DHTi será comprometida É preciso então que o estágio CCCC a ser desenvolvido permita emular a característica de corrente constante e ao mesmo tempo alimentar a carga no barramento CC com o nível de tensão adequado Em resumo a topologia CCCC precisa simultaneamente mostrarse como uma fonte de corrente para que a DHTi seja a menor possível e elevar a tensão média retificada aos níveis da carga a ser alimentada 23 Estágio Intermediário CCCC O estágio intermediário CCCC é assim chamado porque está entre a ponte retificadora e a carga Conforme a figura 21 existem três estágio CCCC conectados em paralelo cada um alimentado por uma ponte retificadora Pelas necessidades de apresentar característica de fonte de corrente na sua entrada e permitir a elevação da tensão dois estágios CCCC são candidatos são eles o estágio elevador e o estágio abaixadorelevador SEPIC apresentados respectivamente nas figuras 27 a e 27b a b Figura 27 Estágio elevador clássico a e estágio SEPIC b Estes dois estágios permitem que a corrente drenada da ponte retificadora siga uma referência imposta pelo circuito de controle de maneira que é possível emular uma corrente constante com a correta técnica de controle e comando da chave semicondutora ativa dos estágios Por outro lado a característica de fonte de tensão na saída de ambos os estágios permite com pequenas modificações que os três estágios necessários possam ser colocados em paralelo com independência funcional entre si Estes dois estágios possíveis possuem certas diferenças entre si as quais são fundamentais na escolha entre um e outro Por exemplo comparando o elevador com o SEPIC o estágio SEPIC possui um número maior de semicondutores além de um capacitor e um indutor adicional Os dois indutores do estágio SEPIC podem ou não ser acoplados e neste último caso dois núcleos magnéticos são necessários o que pode aumentar os custos totais do conversor final e complicar a disposição dos componentes nas placas de circuito impresso Ao se pensar no circuito de controle a função de transferência do estágio SEPIC é de quarta ordem já que possui quatro elementos de acumulação de energia Embora isto não seja um grande empecilho o estágio elevador possui função de transferência mais simples O estágio elevador entretanto não permite isolamento em alta frequência com facilidade ao passo que o circuito SEPIC pode ser facilmente isolado Mais além a proteção intrínseca contra corrente de partida do estágio SEPIC merece ser citada Neste contexto o SEPIC leva grande vantagem em relação à outra possibilidade Neste primeiro trabalho o estágio elevador clássico será empregado A técnica de controle similar para ambos é descrita a seguir Resultados de simulação para o estágio SEPIC também serão discutidos 24 Estratégia de Controle por Histerese Constante A função da estratégia de controle é garantir que a corrente na entrada do estágio elevador seja a mais constante possível A figura 28 ilustra a técnica de controle por histerese constante Este termo vem do fato de que a largura da banda de histerese ΔIi é constante Através desta representação do circuito de controle observase que o conversor irá trabalhar sempre no Modo de Condução Contínua Isto traz algumas vantagens como a independência do ganho de tensão em relação à carga No estágio elevador visto na figura 28 um sensor de corrente do tipo Efeito Hall é usado para realizar a transdução da corrente através do indutor em um sinal de tensão proporcional a ela Este sinal é comparado com um sinal de referência Vref que define o valor médio da corrente a ser estabelecida na entrada do estágio CCCC A largura da banda de histerese ΔVh é ajustada de acordo com os elementos RP RF e a tensão VCC que alimenta o comparador por histerese A equação 222 permite o cálculo de ΔVh ΔVh RPRP RF VCC 222 Enquanto a corrente através do indutor for inferior ao valor máximo ajustado a chave ativa permanece em condução Ao se atingir o valor máximo a chave é comandada para o bloqueio de forma que a corrente no indutor decresça Desta forma se o comparador por histerese for preciso e seus tempos de comparação forem pequenos o suficiente a chave deverá operar em frequências da ordem de 100 kHz Assim com o correto ajuste da largura da banda de histerese é possível que a corrente na entrada do estágio elevador seja algo muito próximo de uma constante a menos é claro de uma oscilação de alta frequência Figura 28 Estratégia de Controle por Histerese Constante O circuito da figura 28 indica ainda que a tensão que alimenta o estágio elevador embora contínua contém os seis pulsos característicos da retificação Desta maneira a razão cíclica dada por 223 para o estágio elevador de tensão é alterada de acordo com o ângulo de comutação ωt visto que também de acordo com este ângulo o valor instantâneo da tensão contínua de alimentação se altera Dωt 1 ViωtVo 223 Para ωt 90º a tensão retificada encontrase em seu pico Vimáx correspondente ao pico da tensão de fase que alimenta a ponte retificadora Conforme 223 se Viωt é máximo Dωt atinge o valor mínimo Dmin Figura 29 Variação da razão cíclica com Viωt Para ωt 60º ou ωt 120º por outro lado Viωt assume o valor mínimo Vimin e desta maneira a razão cíclica apresentase máxima Dmáx Os valores máximo e mínimo de Dωt obviamente dependerão dos parâmetros do circuito CCCC como a indutância e oscilação de corrente de entrada admissível A figura 29 ilustra a variação de Dωt com o ângulo ωt Existem alguns comparadores destinados especificamente ao controle por histerese São circuitos integrados comerciais muito aplicados sobretudo em comparações de pequenos sinais elétricos Por exemplo circuitos como TL714 ou LMP7300 podem ser aplicados a este projeto em específico Contudo é suficiente implementar o controle por histerese com comparadores convencionais facilmente encontrados e de custos inferiores aos comparadores específicos para histerese Podese empregar por exemplo o comparador LM6171 ou LM339 Basicamente para operar em um circuito de controle por histerese um bom comparador deve apresentar as seguintes características Reduzido tempo de resposta tres Esta característica indica o tempo de que o comparador necessita para mudar o nível de tensão no pino de saída por exemplo de nível lógico alto para nível baixo Bons tempos estão na ordem de 100 ns ou menos Elevado Slew Rate Esta taxa indica a inclinação do sinal no pino de saída do comparador durante a transição de um nível para outro Bons valores estão na ordem 1000 Vμs ou mais Elevada frequência de operação Comparadores capazes de operar a frequências da ordem de 100 kHz a um MHz podem ser suficientes para o controle por histerese Elevada taxa de Rejeição de Modo Comum CMRR common mode rejection ratio Este fator é muito importante pois indica a capacidade do comparador em rejeitar sinais comuns a ambos os pinos de comparação o que ocorre geralmente na presença de ruídos de 46 alta freqüência Quanto maior a taxa de rejeição de modo comum mais o comparador atenuará estes ruídos Valores interessantes de CMRR estão na faixa de 110 dB Como existirão três estágios elevadores de tensão em paralelo existirão também três controles por histerese independentes Três circuitos integrados suas respectivas alimentações e elementos para ajuste da largura da banda de comparação também serão necessários Assim pensando em reduzir a complexidade das placas de circuito impresso e até mesmo os custos de produção e montagem do controle uma alternativa seria realizar o controle digitalmente Nesta solução um microcontrolador poderia ser programado de forma a receber os três sinais de tensão proporcionais às correntes através dos indutores provenientes dos sensores de corrente e comparálos com a referência Vref de acordo com um ganho préajustado correspondente aos resistores RP e RF a b Figura 210 Circuito com microcontrolador a e rotina para o controle por histerese b Cada sinal seria comparado em uma rotina diferente sendo portanto necessárias três rotinas programadas O sinal resultante referente a cada comparação seria então colocado à disposição em um pino de saída do microcontrolador Três pinos seriam necessários um para cada estágio elevador Estes pinos seriam então conectados aos circuitos de comando de cada 47 chave semicondutora A figura 210 ilustra a idéia Na figura 210a é mostrado o circuito com os três estágios elevadores e o microcontrolador Os sinais P1 Pn e P3 correspondem aos pulsos provenientes da lógica de comparação Estes pulsos são isolados e amplificados adequadamente pelo circuito de comando ou de ataque Além de utilizar conversores AD para realizar o controle da corrente de entrada de cada estágio CCCC o microcontrolador deve também permitir que seja implementada uma malha de controle de tensão de saída Vo com dinâmicas próprias Na figura 210a o ganho ka tem a função apenas de adequar a tensão Vo aos níveis de operação do microcontrolador Na figura 210b é mostrada uma possível rotina a ser programada neste microcontrolador para realizar o controle por histerese Notase que a largura da banda de histerese nada mais é do que um valor préarmazenado no código de programação diferença entre os parâmetros Limite superior e Limite inferior Esta rotina é válida para processamentos do tipo serial Quando se têm três rotinas sendo processadas todas com a mesma prioridade é importante que o processamento ocorra simultaneamente de forma que as três comparações sejam realizadas ao mesmo tempo e não uma após a outra como ocorre no processamento serial Este requisito impõe a necessidade de se empregar um dispositivo do tipo FPGA que permite o processamento concorrente dos sinais Os microcontroladores geralmente operam de maneira serial ou seja o sinal proveniente de um sensor de corrente é transformado em um equivalente digital processo de aquisição de dados comparado com a referência o resultado tornase disponível em um pino de saída e só então o próximo sinal proveniente do segundo sensor de corrente poderá ser comparado com a referência Uma possibilidade para que se possa empregar microcontroladores é escolher um dispositivo que opere em freqüências muito altas da ordem de centenas de MHz Desta maneira as rotinas seriam executadas rapidamente mesmo de forma serial Um segundo problema diz respeito à aquisição dos sinais Os microcontroladores que possuem conversores AD em geral permitem que a freqüência de amostragem seja configurada na ordem de 200 kHz Para o projeto em questão como existem três estágios operando a freqüência de amostragem do sinal de cada estágio seria um terço do total algo em torno de 66 kHz Esta é uma impossibilidade já que o chaveamento do semicondutor ativo de cada estágio elevador de tensão irá ocorrer por volta de 80 kHz Mesmo microcontroladores mais avançados como os de 32 bits raramente possuem conversores AD capazes de operar em altas freqüências Havendo necessidade de realizar o controle 48 digitalmente as tecnologias atuais de microcontroladores deverão ser substituídas por dispositivos de maior custo como FPGAs e DSPs digital signal processors Com estas considerações procurase justificar o uso da histerese por meios analógicos O emprego de microcontroladores entretanto ainda é muito útil para o projeto em questão Embora a malha de controle de corrente apresente severos problemas quando desenvolvida digitalmente por ser uma malha rápida a malha de controle de tensão pode ser implementada digitalmente com maior facilidade já que tem dinâmicas mais lentas Além disso o microcontrolador pode ser preparado para receber as rotinas de proteção do conversor como sobretensão falhas de comando e controle curtocircuito etc Circuito de Comando O ataque da chave semicondutora ativa deve ser feito através de um circuito de comando capaz de operar em freqüências da mesma ordem do comparador e ainda reproduzir os pulsos vindos daquele de maneira a rejeitar distorções e não amplificar erros Este elemento de comando deve prover isolamento entre o circuito de comparação e a chave de potência sendo assim possível empregar transformadores de pulso ou optoisoladores a b Figura 211 Circuito de comando isolado com transformador de pulso a e com optoisoladorb Para o caso em que é necessário o comando de três semicondutores simultaneamente o uso de optoisoladores é pouco atrativo do ponto de vista de que são necessárias três fontes de tensão uma para cada circuito integrado optoisolador já que cada chave semicondutora ativa encontrase em uma massa diferente daquela do controle Contudo transformadores de 49 pulso são mais susceptíveis a deformações de forma de onda ou seja podem enviar pulsos muito distorcidos à chave a ser comandada dependendo dos ruídos presentes nos sinais vindos do estágio de controle 25 Possíveis Aplicações para a Proposta Algumas possibilidades de aplicação de estágios retificadores multipulsos não isolados e associados a estágios CCCC são Geradores de Ímã Permanente estes geradores operam com tensões e freqüências variáveis de acordo com a carga elétrica conectada de maneira que é preciso primeiramente condicionar a energia elétrica gerada para que depois esta possa alimentar cargas convencionais Isto pode ser feito conectando o barramento CC gerado pelo retificador de múltiplos pulsos proposto a um estágio inversor o qual proverá tensão e freqüência fixas Aeronaves há um grande número de pesquisas recentes relacionadas a aplicações do tipo MEA More Electric Aircraft ou seja aeronaves que tem seus atuadores hidráulicos substituídos por atuadores elétricos 41 42 Está é a tendência nas aeronaves modernas Nestes casos as tensões contínuas usuais são 270 V ou 360 V A partir deste barramento CC inversores são empregados para que se consiga 115 V eficazes à freqüência de 400 Hz para alimentação geral da aeronave Paralelamente conversores CCCC são usados para reduzir a tensão de tal barramento a níveis padronizados como 28 V para as cargas eletrônicas embarcadas 43 Acionamento de Máquinas Elétricas o barramento CC regulado pode ser usado para alimentar um estágio inversor para controle de velocidade de motores de indução por exemplo 44 Substituição de retificadores já existentes a proposta pode ser usada como retrofit isto é para a substituição de estágios retificadores já aplicados em determinada instalação elétrica É imprescindível que nestas aplicações sejam usados conversores de elevado fator de potência ou seja que drenem correntes com baixo conteúdo harmônico pois a fonte de energia elétrica embarcada pode ser única e crítica merecendo grande atenção 26 Conclusões Este capítulo apresentou a proposta de um novo conversor CACC e procurou descrever princípios de operação e exigências fundamentais para o projeto e simulação de cada estágio O equacionamento matemático das formas de onda de corrente que caracterizam o autotransformador ΔDiferencial é suficiente para que se tenha conhecimento do conteúdo harmônico da corrente drenada da rede elétrica na presença da proposta que se faz Comparadas as possibilidades de execução do controle por meios analógicos ou digitais optase pelo primeiro pois a necessidade de execução simultânea das três malhas de controle de corrente torna impeditivo o uso de microprocessadores de baixo custo Conhecendo o equacionamento do conversor proposto cabe então estudar a simulação do mesmo o que será feito no capítulo 3 Capítulo 3 Cálculo de Parâmetros e Simulações 31 Considerações Iniciais Ao longo deste capítulo são discutidos e calculados os parâmetros necessários para a simulação do conversor CACC proposto Entre estes parâmetros incluemse As relações entre indutâncias capazes de representar o transformador ΔDiferencial As indutâncias necessárias para os indutores dos estágios elevadores de tensão A capacitância dos filtros de saída dos estágios elevadores de tensão Com estes elementos é possível realizar as simulações iniciais do conversor de forma que seja possível analisar esforços de tensão e corrente sobre os componentes semicondutores presentes na proposta Desta maneira oportunamente será possível especificar os componentes comerciais capazes de atender às expectativas As simulações apresentadas a seguir foram obtidas com o aplicativo OrCAD PSpice As especificações do projeto são dadas pela tabela 31 Tabela 31 Especificações de projeto Tensão eficaz de linha e frequência da rede local Vab 220 V 60 Hz Tensão média em seis pulsos Vi 250 V Tensão no barramento CC de saída Vo 400 V Potência Nominal na Carga Po 6 kW Retificador Três pontes retif seis pulsos a diodos 32 Modelo para Representação do Autotransformador É preciso deixar claro que o que se chama de modelo é uma representação do autotransformador através de indutâncias acopladas magneticamente em um aplicativo próprio para simulação Este modelo portanto não corresponde a um circuito equivalente do autotransformador A metodologia de determinação das tensões sobre os enrolamentos foi apresentada no capítulo 2 De acordo com as equações propostas e os dados da tabela 31 os resultados são os que se seguem Para conexão ΔDiferencial de 18 pulsos ψ 0º e θ 20º Para que a tensão média de seis pulsos seja de 250 V a tensão de fase VR1 deve ser Vi 234 VR1 VR1 107V Portanto a partir da equação 21 o ângulo α corresponde a α 8698º 31 De acordo com 23 a tensão sobre os enrolamentos Nab1 Nab2 Nbc1 Nbc2 Nca1 e Nca2 é Vab1 3072V 32 De 24 a tensão sobre os enrolamentos Nab3 Nab4 Nbc3Nbc4 Nca3 Nca4 resulta em Vab3 2117V 33 Pelas equações 25 e 26 temse as tensões sobre os enrolamentos Nabn Nbcn Ncan e Nabn1 Nbcn1 e Ncan1 Vabn Vabn1 1164V 34 A tensão sobre os enrolamentos Nab Nbc Nca corresponde a Vab 220V 35 Os resultados com sinal negativo indicam que todas os enrolamentos com índices 3 4 n e n1 possuem na verdade polaridade contrária àquela mostrada na figura 23 no capítulo anterior O aplicativo de simulações representa cada os enrolamentos por meio de indutores respeitando as polaridades determinadas É preciso então escolher um valor de indutância para um dos enrolamentos e tomálo como referência para a determinação das indutâncias dos demais É muito importante perceber que estes valores de indutâncias têm apenas a função de simulação não servem para o projeto físico dos enrolamentos O que importa são as relações entre indutâncias estas sim podem orientar o projeto dos enrolamentos As relações entre tensões indutâncias e espiras são dadas em 36 Estas relações são válidas para quaisquer outros enrolamentos Vab1 Vab Nab1 Nab Lab1 Lab 36 Se por exemplo se usar como referência o enrolamento com Nab espiras cuja tensão a que está submetido já se conhece e a ele se atribuir indutância Lab igual a 100 H podese então calcular a indutância do enrolamento de Nab1 espiras já que sua tensão também é conhecida Este exemplo resultaria em Lab1 igual a 195 H Este resultado é válido para todos os enrolamentos com índices 1 e 2 Fazendo o mesmo para os outros enrolamentos a tabela 32 pode ser escrita Tabela 32 Indutâncias para simulação do autotransformador Enrolamento Indutância para Simulação Nab Nbc Nca 100 H Nab1 Nab2 Nbc1 Nbc2 Nca1 Nca2 195 H Nab3 Nab4 Nbc3 Nbc4 Nca3 Nca4 097 H Nabn Nbcn Ncan e Nabn1 Nbcn1 Ncan1 028 H 321 Resultados de Simulação para o Autotransformador Com estas informações o circuito da figura 31 pode ser simulado Neste circuito uma fonte de corrente representa a carga nominal A conexão entre cada um dos enrolamentos com as respectivas polaridades é feita com base na figura 25 do capítulo anterior Com este circuito observamse as principais formas de onda corrente nas fases da rede elétrica Ia Ib e Ic corrente em cada fase que alimenta uma ponte retificadora IR1 IS1 IT1 corrente nos enrolamentos conectados em Δ Iab amplitude e defasamento entre tensões retificadas sobre a carga Vi1 Vin Vi2 tensões defasadas de 20º 20º e em fase com a rede para a fase R VR1 VRn e VR2 e tensões de fase de um dos sistemas trifásicos VR1 VS1 e VT1 Figura 31 Circuito para simulação do autotransformador ΔDiferencial A seguir na figura 32 são exibidas as formas de onda de um dos sistemas trifásicos gerados pelo autotransformador Estes resultados correspondem ás tensões de fase VR1 VS1 e VT1 mas são válidos também para os outros dois sistemas de tensões Neste caso o autotransformador encontrase em carga plena É observada a igualdade de amplitude entre as três fases e também o correto defasamento angular de 120º entre fases O valor eficaz de cada uma das tensões é de 107 V Figura 32 Formas de onda das tensões do sistema trifásico formado por VR1 VS1 e VT1 Em seguida na figura 33 são mostradas as formas de onda para a fase R Existem portanto três formas de onda VR1 VRn e VR2 sendo que cada uma pertence a um sistema trifásico diferente Uma está em fase com a rede elétrica VRn outra está defasada de 20º VR2 e a fase restante VR1 encontrase com defasamento de 20º Uma fase da rede elétrica também é mostrada para referência 55 Figura 33 Defasamento entre tensões para a fase R Na figura 34 são apresentadas as formas de onda das tensões retificadas de seis pulsos sobre as cargas Cada uma destas tensões possui valor médio próximo de 250 V têm todas a mesma amplitude e também possuem defasamento angular entre si de 20º Figura 34 Formas de onda das tensões retificadas de seis pulsos sobre as respectivas cargas Considerando uma das pontes retificadoras a qual é alimentada por três fases defasadas entre si de 120º pois compõem um sistema trifásico a corrente em cada uma destas fases IR1 IS1 e IT1 é mostrada na figura 35a e um detalhe para a corrente IT1 na figura 35b As formas de onda mostram que há corrente em cada fase por 120º em cada semiciclo e uma troca da fase por onde circula a corrente a cada 60º Esta é a forma usual de operação das pontes retificadoras trifásicas resultado bastante conhecido O valor eficaz destas formas de onda é importante para a determinação da seção transversal dos condutores dos enrolamentos Figura 35 Formas de onda das correntes nas fases que alimentam uma ponte retificadora a e detalhe da corrente IT1 b A composição de correntes ocorre de tal maneira que nos enrolamentos conectados em Δ temse a forma de onda da figura 36 para a corrente Iab Esta forma de onda já foi apresentada e analisada no capítulo 2 Cada um dos degraus de corrente encontrados nesta forma de onda tem uma amplitude correta Caso haja algum erro na montagem do transformador como número incorreto de espiras ou polaridades invertidas a corrente vista não terá amplitudes corretas Disto resultará que a corrente drenada da rede elétrica também não apresentará os 18 pulsos esperados O valor eficaz da corrente Iab também será necessário para o projeto físico dos enrolamentos Figura 36 Corrente em um dos enrolamentos conectados em Δ Iab 57 Finalmente a figura 37a mostra as correntes que circulam nas fases da rede elétrica com os 18 pulsos esperados Outro resultado importante é que as correntes das diferentes fases estão bem equilibradas com mesma amplitude e apresentam o correto defasamento de 120º entre si A decomposição em série de Fourier de uma destas formas de onda revela a presença dos harmônicos de 17ª 19ª 35ª e 37ª ordens O espectro harmônico é visto na figura 37b A DHTi é de 95 considerado até a 40ª harmônica a b Figura 37 Correntes de 18 pulsos nas fases três da rede elétrica a e espectro harmônico b Estas simulações foram realizadas com o aplicativo OrCAD Pspice Resultados semelhantes foram obtidos com o aplicativo MATLAB Simulink onde o autotransformador é descrito por matrizes contendo as indutâncias próprias e mútuas entre enrolamentos Cada coluna do núcleo trifásico contém sete enrolamentos como mostra a figura 24 do capítulo 2 Assim uma matriz 7 x 7 pode representar esta coluna Três matrizes 7 x 7 idênticas representam os 21 enrolamentos que compõem o autotransformador proposto Uma matriz é mostrada em 37 nela os elementos da diagonal principal correspondem às indutâncias próprias de cada enrolamento para uma primeira simulação podese usar os valores da tabela 32 e os elementos restantes correspondem às indutâncias mútuas Esta matriz é simétrica Em 37 as mútuas foram obtidas usandose um fator de acoplamento de k igual a 099 Lab M1 M1 M2 M2 M3 M3 M1 Lab1 M4 M5 M5 M6 M6 M1 M4 Lab2 M5 M5 M6 M6 M2 M5 M5 Lab3 M7 M8 M8 M3 M5 M6 M7 Lab4 M8 M9 M3 M6 M6 M8 M8 M9 Labn M3 M6 M6 M8 M8 M9 Labn1 10000 13825 13825 9750 9750 5239 5239 13825 1950 1931 1362 1362 0732 0732 13825 1931 1950 1362 1362 0732 0732 9750 1362 1362 0970 0960 0516 0516 9750 1362 1362 0960 0970 0516 0516 5239 0732 0732 0516 0516 0280 0277 5239 0732 0732 0516 0516 0277 0280 37 De forma geral em 37 Mn k sqrtLjj Lii 38 Na prática as indutâncias de cada enrolamento serão diferentes daquelas que formam a matriz de 37 contudo a relação entre elas o quociente deve ser aproximadamente a mesma 33 Cálculos para o Estágio Elevador de Tensão Como discutido em ocasiões anteriores o paralelismo de estágios CCCC elevadores de tensão requer modificações que incluem um diodo adicional e a divisão do indutor acumulador de energia em duas partes Ainda assim o projeto do estágio elevador é feito exatamente como se este não tivesse modificação alguma A tabela 33 traz as especificações necessárias para a simulação de cada conversor CCCC elevador de tensão que opera no modo de condução contínua Tabela 33 Parâmetros para um conversor do estágio CCCC Potência de Saída 2 kW Tensão Média de Saída Vo 400 V Tensão Média de Entrada Vi 250 V Corrente Média de Entrada Ii 8 A Oscilação da Corrente de Entrada ΔIi 5 400 mA Frequência Máxima de Chaveamento 80 kHz ΔVh 05 V A razão cíclica varia de acordo com a tensão de seis pulsos Viωt que alimenta o estágio conforme já discutido no capítulo 2 Há portanto um valor máximo de razão cíclica Dmax para a operação do semicondutor ativo em cada um dos três estágios CCCC Com os valores máximos e mínimos da tensão Viωt calculase a razão cíclica máxima e mínima O valor máximo de Viωt corresponde ao pico da senóide que alimenta uma das pontes retificadoras e como já foi visto esta tensão é equivalente a aproximadamente 107 V ou seja 262 V de pico na tensão retificada Este pico pode ser visto também na figura 34 Considerando que Vo seja sempre igual a 400 V a razão cíclica neste ponto de máximo seria mínima e igual a Dmin 035 Já no caso em que a tensão retificada de seis pulsos atinge o seu valor mínimo ou seja 225 V o que pode ser visto também pela figura 34 a razão cíclica seria máxima e igual a Dmáx 044 Dωt 1 Viωt Vo 310 Conhecendo o valor máximo da razão cíclica determinase a indutância necessária para o estágio elevador Esta indutância mínima Li é calculada através de 311 com Dmax igual a 044 Li Dmax 1 Dmax Vo fmax ΔIi 3 mH 311 Cabe citar que este valor de indutância é o valor mínimo para armazenar a energia necessária para a elevação de tensão pretendida de acordo também com a frequência desejada e a ondulação admissível de corrente na entrada do estágio elevador Além disso esta indutância corresponde ao valor total que de acordo com as modificações necessárias será dividido em duas partes Para o caso em que Li é igual a 3 mH serão usados dois indutores de 15 mH Quanto a estes indutores podese afirmar que Se estiverem desacoplados magneticamente isto é cada um em um núcleo magnético diferente não há preocupação com polaridades Basta que um esteja logo na entrada do estágio elevador no ramo superior e antes da chave semicondutora ativa e o outro esteja na parte inferior depois da chave ativa e conectado ao ponto mais negativo da ponte retificadora Quando a chave estiver fechada os dois indutores estarão em série como se houvesse apenas uma indutância equivalente Quando a chave se abrir a inversão instantânea de tensão no indutor inferior garantirá que um dos diodos inferiores da ponte entre em condução Se estiverem magneticamente acoplados portanto ambos no mesmo núcleo magnético é preciso que neste núcleo os fluxos induzidos por cada indutor se reforcem somandose É preciso que haja polaridade aditiva Havendo um núcleo apenas há maior facilidade de dispor os elementos na placa de circuito impresso final eventualmente poderá haver alguma redução de custo Dificilmente há redução de pesos e volumes pois embora haja apenas um núcleo magnético este deverá ser projetado para operar com o dobro de fluxo magnético O capacitor de saída Cf em paralelo com a carga pode ser calculado como em 312 onde a frequência da oscilação da tensão é de três vezes a frequência da tensão retificada e a variação máxima de amplitude é de 1 Cf 3 Po foscilação Vomax2 Vomin2 450 μF 312 Esta capacitância total garantirá a máxima oscilação permitida Como há interesse em que os três estágios elevadores sejam módulos independentes cada um deles deverá ter seu próprio capacitor de saída de maneira que os capacitores dos três forneçam a capacitância total dada por 312 ou seja cada estágio poderá ter um filtro de saída com capacitância de 150 μF Para determinar o tipo de chave semicondutora a ser empregada é preciso avaliar esforços de corrente e tensão no estágio elevador operando no modo de condução contínua Se a corrente média no indutor de entrada é de 8 A então a corrente média na chave IS será IS Ii Dmáx 35 A 313 Quando a chave encontrase bloqueada a tensão máxima sobre ela corresponde idealmente à tensão de saída do estágio 400 V Como na prática ocorrem picos de tensão devido às nãoidealidades dos componentes é de interesse que se opte por chaves de pelo menos 600 V Nestes níveis de tensão corrente e frequência da ordem de 100 kHz a tecnologia MOSFET é a mais indicada Por enquanto uma chave ideal pode ser usada nas simulações De maneira semelhante a corrente média no diodo pode ser dada por ID Ii 1 Dmáx 5 A 314 Considerando a frequência de operação e a corrente calculada diodos ultrarápidos podem ser especificados Resta calcular os parâmetros do circuito de controle A referência do circuito comparador deve ser uma tensão contínua de 8 V para que a corrente de entrada dos conversores elevadores sejam de 8 A O ganho do comparador é dado por 315 onde Vcc é a tensão de alimentação do comparador 15 V e RP foi escolhido como 1 kΩ resultando em RF igual a 29 kΩ A amplitude de ΔVh foi definida na tabela 33 ΔVh RP RP RF Vcc RF 29 kΩ 315 O circuito integrado comparador escolhido para as simulações é o LM6171 que atende a todas as características básicas de CMRR tempo de resposta e Slew Rate já mencionadas 34 Simulações com Autotransformador Retificador e Estágio Elevador com Controle por Histerese O circuito da figura 38 mostra um estágio CCCC elevador com controle por histerese usado nas simulações Três circuitos idênticos são colocados em paralelo e conectados na posição onde antes estavam as fontes de corrente da figura 31 Figura 38 Estágio CCCC elevador completo para simulação Na figura 39 são mostradas as correntes nos indutores de cada estágio elevador de tensão Com a correta estratégia de controle estas correntes apresentamse constantes embora é claro haja ondulação de alta frequência devida exatamente ao comando da chave semicondutora ativa É muito importante que se perceba que estas correntes não apresentam oscilações que dependam da oscilação da tensão retificada Outro fato importante é que a 62 amplitude da oscilação destas correntes é fixa e regulável através dos resistores RF e RP ou da tensão VCC que alimenta os circuitos comparadores Isto quer dizer que mesmo para correntes médias inferiores à nominal 8 A a amplitude de oscilação destas correntes não se altera Em outras palavras a amplitude de oscilação não é proporcional à corrente média mas sim fixa no caso é fixa em 400 mA conforme tabela 33 a b Figura 39 Corrente na entrada de cada estágio elevador situação de carga plena a e espectro harmônico para a situação de plena carga b Para qualquer valor de corrente média as três correntes apresentamse muito bem equilibradas de forma que cada um dos estágios elevadores processa um terço da potência total Para a situação de carga plena cada estágio processa 2 kW Quando se analisa o espectro harmônico de uma destas correntes temse o resultado mostrado na figura 39b Como a freqüência de comutação da chave ativa varia conforme a oscilação da tensão retificada de seis pulsos o espectro harmônico contém componentes em toda a proximidade de uma freqüência central cerca de 60 kHz Há portanto uma faixa de freqüências de chaveamento compreendida entre 50 kHz e 70 kHz 63 Um resultado de simulação que chama a atenção é a forma de onda da corrente nas entradas das pontes retificadoras do lado CA Estas corrente não são exatamente simétricas indicando que a corrente através do indutor inferior do estágio elevador não é igual àquela do indutor superior Ii As formas de onda para as três entradas de uma ponte retificadora são mostradas na figura 310 Figura 310 Correntes IR1 IS1 e IT1 com estágio elevador e controle por histerese Com os três estágios conectados em paralelo a tensão sobre a carga é vista na figura 311 Esta tensão próxima dos 400 V desejados apresenta oscilação de três vezes a freqüência da tensão de entrada dos estágios elevadores que são tensões de seis pulsos portanto freqüências de seis vezes a da rede elétrica Resulta então que a tensão de saída tem oscilação em freqüência de 1080 Hz A amplitude desta oscilação depende da escolha e projeto apropriado do capacitor de saída de cada estágio Figura 311 Tensão sobre a carga Vo Com as correntes constantes em cada estágio elevador é de se esperar que a forma de onda da corrente drenada da rede elétrica seja aquela composta pelos 18 pulsos característicos Este resultado encontrase na figura 312a onde são mostradas as três correntes provenientes da rede local Cada patamar ou degrau destas correntes contém a oscilação de corrente em alta freqüência conforme mostrado na figura 39a Um detalhe de tensão e corrente é mostrado na figura 312b Na figura 312c encontrase o espectro 64 harmônico de uma destas correntes e como se percebe este resultado é semelhante àquele da figura 37b sendo que agora existem as componentes de alta freqüência A DHTi é de 88 o fator de deslocamento é de 0996 Portanto o fator de potência resulta em 0992 a b c Figura 312 Correntes drenadas da rede elétrica a detalhe de corrente e tensão de fase b e espectro harmônico para uma das correntes de 18 pulsos c 35 Simulações com Estágio SEPIC Isolado e Controle por Histerese Constante Aplicando a mesma técnica de controle sobre o estágio SEPIC como amplamente discutido os mesmos resultados anteriores foram obtidos Este estágio permite facilmente que 65 a introdução de isolamento galvânico em alta freqüência Portanto estas simulações representam também uma proposta de trabalhos a serem continuados A figura 313 mostra o estágio SEPIC isolado com os parâmetros de simulação Os parâmetros podem ser calculados de acordo com a teoria básica dos conversores CCCC e havendo necessidade são reajustados durante as simulações Figura 313 Estágio CCCC SEPIC isolado completo para simulação Ao se isolar o estágio SEPIC não há mais a necessidade de se adicionar um diodo para o correto funcionamento do circuito como foi proposto anteriormente Além disso a assimetria entre semiciclo positivos e negativos para correntes na entrada das pontes retificadoras como apresentado na figura 310 deixa de existir a b Figura 314 Correntes em uma ponte retificadora a e correntes drenadas da rede elétrica b 66 A figura 314 mostra os resultados quando são empregados três estágios SEPIC conectados em paralelo e associados ao autotransformador de 18 pulsos de acordo com os dados da tabela 31 O espectro harmônico é semelhante ao do caso com estágio elevador de tensão inclusive no que diz respeito às componentes de alta freqüência 36 Simulações com Estágio SEPIC Isolado Com Ondulação Nula de Corrente e sem Circuitos de Controle de Corrente Uma propriedade interessante do conversor SEPIC é a possibilidade de obtenção de ondulação nula para as correntes de entrada ou de saída do conversor pelo ajuste dos elementos indutivos Desta maneira trabalhandose as indutâncias próprias e mútuas podese obter corrente praticamente constante ondulações da ordem de 1 do valor médio desejado sem a necessidade de um circuito de controle específico para este fim A figura 315 mostra o circuito usado em simulação e que atende às especificações de projeto 2 kW de potência entregues à carga 400 V de tensão de saída 250 V de tensão de entrada e ondulação de corrente de entrada inferior a 3 Neste caso não há integração magnética entre os indutores senão entre aqueles que são destinados ao isolamento galvânico Esta simulação portanto tem por objetivo mostrar a possibilidade real de se eliminar blocos de controle reduzindo a complexidade do conversor CACC como um todo O equacionamento básico dos conversores SEPIC a integração magnética e as formas de onda características são discutidos por Barbi 45 Figura 315 Estágio CCCC SEPIC isolado sem circuitos de controle para simulação A chave semicondutora ativa é comandada por um circuito modulado por largura de pulsos Assim monitorandose a tensão de saída alterase a razão cíclica a fim de atingir um valor aceitável para a carga Para a associação deste estágio a um autotransformador de 18 67 pulsos podemse simplesmente conectar os três estágios SEPIC em paralelo como feito até aqui ou em série A figura 316 mostra as duas possibilidades Na verdade a forma de conexão das saídas independe do fato de se ter ou não o controle de corrente podendose assim conectar em série ou em paralelo o circuito da figura 313 Contudo o isolamento galvânico é imprescindível para a conexão em série de conversores de maneira que se exclui a possibilidade do uso do conversor elevador de tensão neste caso a b Figura 316 Estágio CCCC SEPIC isolado sem circuitos de controle associados em paralelo a e em série b Na conexão série a tensão de saída de cada estágio SEPIC é de 13 da tensão desejada na carga para o caso em que existem três estágios associados A corrente em cada enrolamento é a mesma a qual também é a corrente total na carga e isto é de interesse pois o equilíbrio de correntes de saída é forçado pelo arranjo de estágios Este resultado é de certa forma semelhante ao que Seixas 12 analisa para estágios FullBridge com secundários conectados em série Nos dois casos é preciso apenas uma malha de controle de tensão Os três estágios podem ser comandados pelo mesmo pulso proveniente do circuito PWM sincronizados e sem defasamento algum Com a variação da razão cíclica em função dos ajustes feitos pela malha de tensão é esperado que a ondulação de corrente na entrada dos estágios CC varie deixando de ser nula e passando a assumir valores dependentes de cada nova razão cíclica imposta Concluise então que os estágios devem ser projetados pensandose nos limites de operação a fim de que mesmo no pior caso a ondulação de corrente ainda seja aceitável A ondulação de corrente varia também com o valor instantâneo da tensão retificada de seis pulsos que alimenta cada 68 estágio CC Cabe lembrar que o comprometimento das correntes de entrada dos estágios CC pode levar à deterioração das correntes drenadas da rede elétrica elevando a DHTi Os níveis de potência para conversores baseados em estágios SEPIC isolados devem ser cuidadosamente estudados Havendo um transformador operando em alta freqüência e com fluxo magnético unidirecional questões relacionadas a saturação e aproveitamento dos elementos magnéticos merecem atenção 37 Conclusões A simplicidade proporcionada pelo controle por histerese mostrouse um grande atrativo do conversor proposto pois a técnica necessita apenas de poucos componentes para ser implementada além de ter funcionamento bastante simples A versatilidade da proposta começa a se tornar evidente pois com a mesma técnica de controle sem alteração dos parâmetros podese simplesmente substituir o estágio elevador de tensão pelo estágio SEPIC e assim obter isolamento galvânico Mais além com o cálculo correto das indutâncias do estágio SEPIC podese eliminar a malha de controle de corrente e ainda assim obter pequena ondulação da corrente de entrada dos estágios CCCC Este é um fato relevante pois ao mesmo tempo em que reduz custos permite o uso de apenas uma malha de controle de tensão do tipo PWM No próximo capítulo serão discutidos os detalhes do projeto físico e especificação de todos os componentes do conversor As preocupações com a redução de pesos volumes e custos como se verá estiveram sempre presentes nas etapas de projeto Capítulo 4 Projeto e Especificação de Componentes 41 Considerações Iniciais Até este ponto foram apresentadas as propostas e discutidas as simulações para as mesmas No capítulo que se inicia serão tratados os aspectos de projeto dos elementos magnéticos onde se incluem o autotransformador e os indutores dos estágios elevadores de tensão Também serão especificados os componentes do circuito de controle comando e dos estágios de potência Como se verá há grande preocupação com aspectos relacionados às dimensões físicas dos elementos bem como pesos totais dos mesmos sobretudo para os magnéticos 42 Projeto do Autotransformador ΔDiferencial Projetar um autotransformador especial como o que se propõe difere pouco de se projetar um transformador convencional Ambos os projetos requerem que se conheça basicamente tensões e correntes em cada um dos enrolamentos o que pode ser obtido com certa facilidade por simulação O equacionamento clássico para projeto de transformadores autotransformadores e indutores é repleto de desenvolvimentos empíricos os quais nem sempre são simples de serem analisados Há grande interesse no presente trabalho como um todo em estudar detalhes do projeto de elementos magnéticos Isto porque são estes elementos que introduzem maior peso e volume aos conversores sejam eles CCCC CACC ou CCCA O sobredimensionamento de transformadores ou indutores geralmente reduz muito a densidade de potência dos conversores tornandoos menos atrativos Mais além a otimização de elementos magnéticos sempre foi uma preocupação em Eletrônica de Potência Por isso a descrição metódica do procedimento realizado é 70 apresentada O procedimento de projeto é baseado no método proposto por 46 adaptado para autotransformadores 421 Etapa de PréProjeto É nesta etapa que são reunidas as informações mínimas sobre os enrolamentos do autotransformador Recordando a figura 31 são conhecidas as tensões sobre todos os enrolamentos Por meio do aplicativo de simulação obtémse a corrente eficaz em cada um deles A tabela 41 mostra valores de tensão e corrente eficazes sobre os enrolamentos para a situação de carga plena Com as correntes eficazes assumindo densidade de corrente J igual a 3 Amm2 determinase a seção transversal Acobre do condutor a ser utilizado em cada enrolamento conforme 41 mm2 J I A cobre enrolamento 41 Tabela 41 Correntes tensões sobre os enrolamentos e condutores especificados Enrolamento Tensão eficaz Corrente eficaz Condutor Nab Nbc Nca 220 V 134 A 20 AWG Nab1 Nab2 Nbc1 Nbc2 Nca1 Nca2 307 V 650 A 13 AWG Nab3 Nab4 Nbc3Nbc4 Nca3 Nca4 211 V 650 A 13 AWG Nabn Nbcn Ncan e Nabn1 Nbcn1 Ncan1 116 V 650 A 13 AWG A potência a ser processada no núcleo magnético do autotransformador Stotal é dada pela média simples da soma de potência nos enrolamentos chamados de primários Nab Nbc Nca e nos enrolamentos secundários que são todos os restantes conforme 42 de 11 kVA I V I V I V I V S R abn R ab R ab ab ab total 71 2 6 6 6 3 1 1 3 1 1 42 A potencia aparente do núcleo magnético é de apenas 17 kVA Este valor é uma pequena fração da potência requerida pela carga Po 6 kW Comparando os dois valores temse a chamada TaxakVA em 43 Apenas 283 da potência requerida pela carga conectada ao barramento CC é transferida a ela por meios magnéticos A maior parte é transferida à carga diretamente através dos enrolamentos 71 28 3 o total kVA P S Taxa 43 Conhecendose a potência para a qual o núcleo magnético trifásico deverá ser projetado podese passar para o próximo passo do projeto 422 Etapa de Projeto do Núcleo Magnético Considerando tudo o que foi dito sobre otimização e redução de pesos e volumes esta é a etapa mais importante Primeiramente é preciso escolher o material magnético a ser empregado para a montagem do núcleo A freqüência de operação do transformador é de 60 Hz embora para aplicações com geradores de ímã permanente ou em aeronáutica esta freqüência possa chegar à cerca de 800 Hz Considerando também os níveis de potência envolvidos e o fato de ser uma aplicação trifásica o melhor material é o açosilício Em geral este material apresenta densidades máximas de fluxo magnético Bm da ordem de 15 T Contudo esta informação por si só não permite a escolha correta do núcleo sendo o principal ponto de erros no momento da otimização do núcleo Além da densidade máxima de fluxo um bom material magnético é caracterizado também e principalmente pela elevada permeabilidade magnética relativa μr e pelas baixas perdas seja por histerese seja por correntes parasitas Duas possibilidades comerciais podem ser usadas os aços de grãos nãoorientados GNO ou de grãos orientados GO As principais diferenças entre estes tipos de açosilício são A espessura de laminação A espessura das lâminas do tipo GO são menores que as de aços GNO Valores típicos de espessuras GO são 018 mm 027 mm e 035 mm ao passo que aços GNO muitas vezes estão disponíveis apenas na espessura de 054 mm Quanto mais fina a laminação menores são as perdas por correntes parasitas A qualidade do material Aços do tipo GO apresentam estrutura a nível molecular orientada de forma a reduzir a relutância dos caminhos magnéticos do núcleo Assim são reduzidas as perdas por histerese Na figura 41 são comparados dois aços diferentes um do tipo GO e outro do tipo GNO ambos disponíveis no mercado nacional e muito empregados nos projetos de transformadores de distribuição Estas curvas e outras informações valiosas são uma cortesia da empresa Arcellor Mittal siderúrgica fabricante de aços para fins elétricos entre muitos outros CURVA DE MAGNETIZAÇÃO PERMEABILIDADE DE PICO Material Aço E230 Espessura 054 mm Densidade 775 gcm³ CURVA DE MAGNETIZAÇÃO PERMEABILIDADE DE PICO Material Aço M12527 Espessura 027 mm Densidade 765 gcm³ Figura 41 Curvas BH e μrH para aço GNO a e GO b Comparandoas Embora a forma gráfica das curvas BH de ambos os aços sejam parecidas a inflexão de ambas o joelho de cada curva marcado pelos pontos JGO e JGNO ocorre para valores muito diferentes de intensidade de campo magnético H Este ponto marca o início da região chamada de nãolinear Por exemplo na curva GNO a região nãolinear se inicia com H igual a 150 Am Para a curva GO a região nãolinear é atingida com intensidade de campo externo de apenas 26 Am Isto mostra que para os aços GO um pequeno módulo de campo magnético é suficiente para levar o núcleo a um estado de elevada densidade de fluxo Em 73 palavras pouco técnicas menor é o esforço necessário para obter alto aproveitamento do núcleo magnético A própria região chamada de nãolinear é mais linear para os aços do tipo GNO o que facilita o projeto de elementos magnéticos que devem operar próximos à saturação Pela curva de permeabilidade relativa a permeabilidade máxima para o aço GNO ocorre com densidade de fluxo de 1000 mT ponto MGNO onde μr é igual a 7100 Na curva do aço GO a permeabilidade máxima ocorre para densidade de fluxo de 1200 mT ponto MGO com μr igual a 40100 Concluise então que embora a densidade de fluxo para a situação de máxima permeabilidade seja próxima para as duas curvas o valor da permeabilidade relativa é muito maior para o aço GO Como a indutância própria de cada enrolamento é diretamente proporcional à permeabilidade magnética do meio elevada permeabilidade resultará em elevada indutância portanto correntes de magnetização muito pequenas para o transformador ou autotransformador O ponto de máxima permeabilidade relativa ocorre aproximadamente no meio da região linear A partir deste ponto qualquer aumento na intensidade de campo H se reflete na redução da permeabilidade até que em um caso extremo a permeabilidade seja praticamente nula Esta é a situação que caracteriza a forte saturação e ocorre ao final da região nãolinear As perdas totais histerese e correntes parasitas para o aço GO são de 065 WKg para o ponto de máxima permeabilidade Para o aço GNO as perdas são de 190 WKg também para o ponto de máxima permeabilidade relativa Levando em consideração a comparação feita e reconhecendo as vantagens de se empregar lâminas de aço do tipo grãos orientados o aço M12527 foi escolhido para a implementação do autotransformador É preciso definir o valor de Bm para realizar o projeto Ainda pela figura 41b é interessante escolher a densidade de fluxo pouco inferior àquela onde se tem o valor máximo de permeabilidade Desta forma qualquer aumento de tensão na rede elétrica que alimenta o transformador o levará para ainda mais próximo do ponto ótimo Caso o pico da permeabilidade seja ultrapassado ainda assim esta será elevada A princípio podese escolher Bm igual a 1200 mT ou 12 T Esta escolha parece contraditória em relação ao que se disse há pouco mas não é como será provado A equação 44 permite o cálculo do chamado Produto das Áreas Ap que nada mais é do que o produto das áreas da seção transversal do núcleo magnético Ac e da área da janela do mesmo Aj A área da janela é uma escolha de projeto depende apenas das medidas das lâminas de que se dispõe Nesta equação estão presentes também a frequência de operação f o fator de utilização das janelas Ku igual a 04 e o fator térmico Kt igual a 304 para elevação máxima de temperatura de 25ºC Ap Stotal 104 444 Bm f Ku Kt114 117576 cm4 44 Embora tenha natureza empírica o fator térmico precisa ser bem escolhido pois para aplicações embarcadas não é possível que a elevação de temperatura do conversor como um todo seja grande A seção do núcleo é dada por 45 Ac 23 ApAj 196 cm2 45 As lâminas E e I escolhidas têm as dimensões mostradas na figura 42 de onde se obtém Aj igual a 40 cm2 A partir desta escolha conhecendose a área da seção do núcleo calculase o empilhamento de lâminas necessário Este resulta em 49 cm Havendo em disponibilidade carretéis de 55 cm estes foram usados A área do núcleo portanto será maior que o valor dado em 43 Esta nova área Acnova é de 22 cm2 Figura 42 Dimensões da lâmina escolhida para o autotransformador unidades em cm Recalculando o produto das áreas notandose que Aj não se altera temse Apnovo igual a 1320 cm4 A próxima etapa consiste em conferir se a densidade de fluxo está de acordo com o esperado depois de alterado o produto das áreas Assim isolando Bm na equação 44 temse Bmnovo Stotal 104 Apnovo114 444 Ku Kt 11 T 46 Com este último resultado fica claro que a densidade máxima de fluxo magnético será de 11 T na situação de carga plena Este valor portanto está de acordo com o conceito comentado anteriormente de se operar com Bm um pouco inferior àquele onde se tem máxima μr Projetado o núcleo resta apenas determinar o número de espiras de cada enrolamento A equação 47 mostra o cálculo do número de espiras dos enrolamentos Nab Nbc e Nca todos iguais O mesmo procedimento se aplica aos outros enrolamentos Nab Vab 104 444 f Bmnovo Acnova 346 espiras 47 Esperase que o rendimento do autotransformador seja superior a 97 e que a regulação das tensões de saída seja inferior a 5 Estes valores são apenas referências Assim finalmente chegase à tabela 42 que reúne todos os dados do autotransformador a ser implementado Tabela 42 Detalhes do Autotransformador Tensão de Linha Entrada Trifásico 220 V Tensão de Linha Saída Três Sistemas Trifásicos 186 V Potência Total na Carga Po 6 kW Potência Processada no Núcleo Magnético Stotal 17 kVA TaxakVA 283 Frequência de Operação f 60 Hz Tipo de Núcleo Magnético E I M12527 GO espessura 027 mm Densidade Máxima de Fluxo Magnético Bm 11 T Elevação Máxima de Temperatura Admissível 25ºC Rendimento ηauto 97 Regulação de Tensão Rauto 5 Enrolamentos Especificações Nab Nbc Nca 20 AWG 346 espiras Nab1 Nab2 Nbc1 Nbc2 Nca1 Nca2 13 AWG 48 espiras Nab3 Nab4 Nbc3Nbc4 Nca3 Nca4 13 AWG 33 espiras Nabn Nbcn Ncan e Nabn1 Nbcn1 Ncan1 13 AWG 18 espiras Há uma grande dificuldade em se obedecer a todos os requisitos desta última tabela Sobretudo os que estão mais relacionados com rendimento elevação de temperatura e peso Quase sempre se procura elevado rendimento o que está ligado a ter pequenas perdas no núcleo e ao mesmo tempo nos enrolamentos Como as perdas magnéticas são conhecidas ao menos se tem a relação Wkg de perdas é usual que o projetista aumente a seção transversal dos condutores dos enrolamentos reduzindo a resistência série e assim diminuindo as perdas elétricas Claro o volume dos enrolamentos é prejudicado e o peso total também se eleva De outra forma podese reduzir levemente a elevação de temperatura aumentando as dimensões do núcleo magnético Isto contudo aumenta as perdas magnéticas que são função do peso do núcleo reduzindo o rendimento A regulação de tensão também é deteriorada Encontrar um ponto de equilíbrio para todos os parâmetros da tabela 42 além de um grande desafio é a maneira mais certa de se garantir a otimização do autotransformador 43 Especificação dos Retificadores Trifásicos As pontes retificadoras de seis pulsos podem ser especificadas com diodos de potência discretos Contudo estão disponíveis comercialmente pontes em que todas as junções PN encontramse em um único componente Assim basta especificar uma ponte que atenda a tensão de pico do lado alternado cerca de 270 V corrente média 8 A frequência de operação inferior a 1 kHz reduzida resistência série e pequena queda de tensão sobre os diodos quando em condução Outros atrativos são a possibilidade de fácil fixação em dissipador térmico e existência de terminais apropriados para soldagem em placas de circuito impresso Uma ponte retificadora que atende aos requisitos é a SKD 2508 cujas especificações são dadas na tabela 43 Tabela 43 Especificação ponte retificadora trifásica escolhida Corrente Máxima ID 20 A Tensão Reversa Máxima VRRM 800 V Resistência Série Rmin 07 Ω Queda de Tensão VFmáx 22 V 085 V típico Tempo de Recuperação Reversa trr 10 μs 44 Projeto dos Indutores Armazenadores de Energia O indutor do estágio elevador de tensão deve atender às especificações da tabela 44 Deve existir apenas um núcleo magnético portanto os indutores estarão magneticamente acoplados e conectados com polaridade aditiva Tabela 44 Especificação do indutor do estágio elevador de tensão Tipo de indutor CC armazenador de energia Indutância Li 3 mH 2x 15 mH Corrente Média Ii 8 A Oscilação de Corrente ΔIi 400 mA Frequência da Oscilação de Corrente 80 kHz O projeto se inicia com o cálculo da corrente de pico no indutor pela equação 48 Ipico Ii Ii2 82 A 48 Calculase então a energia máxima a ser armazenada no indutor E 49 E Li Ipico22 0101 J 49 O produto das áreas Ap para o indutor tem o mesmo significado comentado para o autotransformador e pode ser calculado por 410 A densidade de corrente J é de 3 Amm2 o fator de utilização Ku é igual a 04 e a densidade máxima de fluxo Bm é de 1 T Ap 2 E 104 Bm J Ku 1681 cm4 410 O fato de Bm ter sido escolhido igual a 1 T indica que o indutor será implementado com núcleo de açosilício Para este caso as lâminas são do tipo GNO de espessura 054 mm e demais dimensões conforme figura 43 Figura 43 Dimensões da lâmina escolhida para o indutor armazenador de energia unidades em cm A corrente eficaz no indutor pode ser calculada como em 411 e é necessária para a especificação da seção transversal do condutor com o qual será enrolado o indutor Ieficaz Ii2 ΔIi2 801 A 411 A seção transversal do condutor Acobre é determinada conforme 41 e corresponde ao condutor 13 AWG Foi verificada a nãonecessidade de condutores em paralelo litz Com lâminas como a da figura 43 a área da janela Aj é de 72 cm2 Empilhando 1 cm de lâminas temse que a área da seção transversal do núcleo Ac é igual a 31 cm2 Assim o produto Ap é igual a 2232 cm4 superior portanto ao mínimo calculado em 410 Nestas condições o número de espiras que pode ser acomodado no núcleo magnético é dado por 412 Nesp 045 Aj Acobre 117 espiras 412 Com este número de espiras é preciso introduzir entreferro para atingir a indutância correta Este entreferro é calculado em 413 ls 04 π Nesp2 Ac 108 Li 17 mm 413 Podese então corrigir número de espiras com base no fluxo de espraiamento O fator de correção F é dado por 414 F 1 ls Ac ln 94 ls 139 414 O novo número de espiras Nespnovo é dado por 415 Nespnovo ls Li 04 π Ac F 108 12 100 espiras 415 Portanto o indutor deverá ser montado em um único núcleo com dois enrolamentos de 50 espiras cada a serem conectados com polaridade aditiva sendo ajustados para que a indutância total atinja pelo menos 3 mH Por último a densidade máxima de fluxo pode ser conferida através de 416 Esta densidade deve ser inferior ou igual a 1 T de acordo com o especificado Bmnovo 04 π Nespnovo F Ipico 104 ls 081 T 416 45 Especificação dos Componentes do Circuito de Controle por Histerese Constante A figura 44 mostra o circuito de controle proposto e também o circuito de ataque da chave semicondutora ativa O comparador empregado é o LM6171 um comparador capaz de operar em elevadas frequências com baixo consumo de energia Apresenta Slew Rate elevado 3600 Vμs e CMRR de 110 dB Atende portanto às exigências feitas no capítulo 2 Os circuitos de controle estão todos em uma massa única e a alimentação destes é proveniente da mesma fonte 15 V Para o circuito de ataque baseado no circuito integrado HCPL3180 que é um optoisolador são necessárias três fontes de tensão independentes já que cada uma estará em uma massa diferente a massa de potência do estágio elevador que cada 3180 comanda Figura 44 Circuito de controle e circuito de ataque para um estágio Assim como o LM6171 o HCPL3180 apresenta baixo tempo de resposta próximo a 200 ns A alimentação destes circuitos integrados também é feita em 15 V O sensor de corrente adequado para as especificações é o transdutor LA55P o qual é alimentado em 15 V e encontrase na massa de controle 46 Especificação de Semicondutores e Elementos de Filtragem Os últimos componentes a serem especificados são os semicondutores chave ativa e diodos do estágio elevador de tensão e capacitores do filtro de tensão de saída do conversor Pelas simulações realizadas e tendo idéia da ordem de grandeza da frequência de comutação da chave ativa esta deverá ser do tipo MOSFET como já foi concluído anteriormente Um componente que atende a estas exigências e ainda aos níveis de tensão e corrente é a chave de potência do tipo HEXFET IRFPC50A que tem as características mostradas na tabela 45 Este componente será usado na implementação do conversor A necessidade de circuitos amortecedores de transitórios snubbers RC ou grampeadores de tensão snubbers RCD será avaliada nos ensaios com os protótipos Tabela 45 Especificação da chave ativa do estágio elevador de tensão Tensão Máxima DrainSource VDSmáx 600 V Corrente Máxima de Dreno IDreno 11 A Resistência em Condução RDSon 058 Ω Tempos Totais de Recuperação 100 ns Ainda com base nos níveis de tensão e corrente teóricos e confirmados pelas simulações os dois diodos de cada estágio elevador a serem usados serão os do tipo MUR1560 cujas especificações básicas encontramse na tabela 46 Também para estes diodos a necessidade de circuitos minimizadores de efeitos transitórios será investigada após a montagem do protótipo Tabela 46 Especificação dos diodos do estágio elevador de tensão Corrente Máxima IDiodo 15 A Tensão Reversa Máxima VRM 600 V Queda de Tensão em Condução VFmáx 15 V típico Tempo de Recuperação Reversa trr 60 ns Quanto ao filtro capacitivo de saída do conversor os capacitores devem ser associados de maneira que a capacitância total Cf seja de 450 µF Como cada estágio elevador de tensão deverá ser montado como um módulo independente dos outros estágios é interessante que os capacitores já estejam neste módulo e que quando os três estágios forem colocados em paralelo a capacitância resultante se aproxime do valor total Por razões de disponibilidade serão usados dois capacitores 330 µF 450 V associados em série em cada estágio resultando em 165 µF por módulo e Cf total de 495 µF 47 Conclusões Foram preocupações durante o desenvolvimento do autotransformador Que as defasagens angulares fossem as mais próximas daquilo que se esperava e se observou por simulação Que o peso e as dimensões físicas de núcleo e enrolamentos fossem as menores possíveis A elevação de temperatura do autotransformador operando em carga plena fosse de no máximo 25ºC ou seja que em regime térmico a temperatura final não ultrapassasse 50ºC Que o rendimento fosse de pelo menos 97 Que houvesse boa regulação de tensão ou seja pequena diferença entre a tensão em plena carga e a vazio Também foram projetados os indutores armazenadores de energia também com núcleo de açosilício embora a corrente através destes indutores contenha oscilações em alta frequência Igualmente há a possibilidade de usar indutores com núcleo de ferrite Capítulo 5 Resultados Experimentais 51 Considerações Iniciais Este capítulo tem o objetivo de apresentar os resultados das implementações do conversor CACC proposto Inicialmente são discutidos os resultados de testes com o autotransformador elevação de temperatura formas de onda rendimento regulação Em seguida são mostrados os resultados para o estágio CCCC também com as principais formas de onda e outros dados de interesse Finalmente são discutidos os resultados para o conversor CACC 52 Resultados para o Autotransformador A figura 51 mostra o autotransformador finalizado e a montagem experimental Este elemento apresenta peso total de 164 kg um bom resultado considerandose as alternativas e os níveis de potência a que se destina No peso total 37 correspondem ao peso do cobre o restante devese ao núcleo magnético Figura 51 Autotransformador ΔDiferencial e montagem experimental 83 521 Formas de onda das Tensões de Saída As formas de onda das tensões de saída são aquelas dadas nas simulações por VR1VS1 e VT1 ou seja as tensões de fase de um dos sistemas trifásicos Para obter estas formas de onda a referência de tensão adotada foi o ponto de neutro da bancada de testes Formas de ondas semelhantes são obtidas para os outros sistemas trifásicos gerados pelo autotransformador VR2 VS2 VT2 e VRn VSn e VTn Figura 52 Formas de onda para o sistema trifásico VR1 VS1 e VT1 As condições de ensaio são as seguintes tensão nominal de alimentação no primário do autotransformador 220 V eficazes de linha e todos os secundários a vazio Com os secundários a vazio é normal que a tensão esteja acima do valor de projeto Contudo recordando do capítulo 3 que a tensão de fase dos secundários deve ser de aproximadamente 107 V eficazes percebese claramente que a elevação vista na figura 52 para as três fases é pequena o que é um indício da boa regulação de tensão do autotransformador As três tensões possuem formas de onda semelhantes com amplitudes praticamente iguais e exibem também o correto defasamento de 120º entre si Mais ainda são senóides com mesma freqüência da rede elétrica e em suas cristas de onda possuem as pequenas deformações características dos harmônicos já existentes na rede de alimentação 522 Defasamento entre fases R Neste caso são tomadas apenas as fases R uma em cada sistema trifásico Na figura 53 encontramse as formas de onda de VR1 VR2 e VRn O objetivo deste ensaio é provar que há o correto defasamento de 20º e 20º entre os sistemas trifásicos Para tanto tomase a 84 fase Rn que corresponde á tensão VRn como referência as três fases do sistema n estão em fase com a rede elétrica local Com mesma amplitude e freqüência temse uma das formas de onda adiantada de 20º e outra atrasada de 20º exatamente o que é necessário para a operação com retificador de 18 pulsos Estes resultados conferem com os da figura 33 Figura 53 Formas de onda de VR1 VR2 e VRn 523 Regulação de Tensão O ensaio de regulação de tensão procura determinar a diferença percentual entre a tensão de saída de um transformador quando este opera a vazio e quando opera em carga plena A regulação de tensão R é dada por 51 e quanto menor for melhor arg 100 vazio a c vazio V V V R 51 Para o autotransformador especial deste estudo onde existem nove fases de saída e três de entrada o cálculo da regulação de tensão é feito da seguinte forma com o transformador a vazio a alimentação trifásica no primário é colocada em seu valor nominal São medidas as três tensões de linha de cada um dos três sistemas trifásicos secundários Portanto nove tensões de linha devem ser medidas Fazse uma média simples destes valores e o resultado é considerado como a tensão Vvazio de 51 A tabela 51 mostra os valores de tensão de linha valores eficazes obtidos para cada um dos sistemas trifásicos 85 Tabela 51 Tensões de linha com transformador a vazio Sistema adiantado de 20º VRS2 VST2 VTR2 190371903518885 V Sistema atrasado de 20º VRS1 VST1 VTR1 190741887618836 V Sistema em fase com a rede local VRSn VSTn VTRn 191441900119200 V Média Vvazio 19010 V O mesmo procedimento é realizado desta vez com o autotransformador operando em carga plena As cargas conectadas a cada sistema trifásico são idênticas Os resultados encontramse na tabela 52 Tabela 52 Tensões de linha com transformador em carga plena Sistema adiantado de 20º VRS2 VST2 VTR2 197981988919698 V Sistema atrasado de 20º VRS1 VST1 VTR1 198271961019722 V Sistema em fase com a rede local VRSn VSTn VTRn 197771963019847 V Média Vcarga 19755 V Assim conhecendose Vvazio e Vcarga temse que a regulação de tensão é igual a 38 Este resultado portanto atende à especificação do capítulo anterior onde se desejava obter regulação R inferior a 5 Se as tensões de saída do autotransformador variam pouco da situação a vazio até a carga plena garantese que as tensões retificadas de seis pulsos que alimentam os estágios elevadores sempre estarão em níveis aceitáveis sem prejuízo para os estágios CCCC 524 Rendimento e Elevação de Temperatura O ensaio de rendimento foi realizado com o autotransformador e as três pontes retificadoras Assim o rendimento referese ao conjunto O gráfico da figura 54 mostra o rendimento do conjunto para ampla faixa de potências de carga Com exceção de carga inferiores a 400 W menos de 7 da potência nominal da carga o rendimento é sempre superior a 97 Por questão de disponibilidade foram usadas pontes para 800 V e 25 A muito além daquilo que se necessita 250 V e 8 A Estas pontes possuem resistência série e queda de 87 531 Formas de Onda de Tensões Retificadas A figura 55 apresenta as formas de onda para as três tensões retificadas de seis pulsos Assim como os sistemas trifásicos que alimentam as pontes as tensões retificadas possuem defasamento de 20º 20º e 0º com referência na rede elétrica Figura 55 Tensões retificadas de seis pulsos Estas tensões possuem valores médios de aproximadamente 250 V quando em carga plena e cerca de 270 V a vazio 532 Correntes em um Sistema Trifásico Secundário Estas correntes correspondem a IR1 IS1 IT1 as correntes nas fases que alimentam uma mesma ponte retificadora Uma forma de onda típica para a corrente IR1 é mostrada na figura 56 Resultado semelhante ao encontrado na figura 35 por simulação A escala da sonda de corrente é de 10 mV A portanto o valor eficaz de IR1 é de 64 A Figura 56 Forma de onda de corrente em uma fase de um sistema trifásico secundário 88 533 Corrente em um Enrolamento Primário Esta forma de onda característica foi analisada oportunamente e é comprovada pela figura 57 para um enrolamento apenas Iab Novamente a escala da sonda de corrente é de 10 mVA O valor eficaz desta corrente é de 12 A Figura 57 Corrente em um enrolamento primário 534 Correntes na Entrada do Retificador As correntes drenadas da rede elétrica são mostradas na figura 58a Estas correntes de 18 pulsos podem ser decompostas de acordo com o espectro da figura 58b a b Figura 58 Correntes drenadas da rede elétrica a e espectro harmônico típico da fundamental b 89 A figura 59 mostra detalhe de um semiciclo de tensão e corrente em uma mesma fase da rede elétrica para que se tenha idéia do ângulo de deslocamento entre ambas Este ângulo de apenas 6º implica em elevado fator de deslocamento 0995 Aliado a DHTi de 79 garantese que o fator de potência é de 0992 Figura 59 Detalhe de tensão e corrente 54 Resultados para Estágio Elevador de Tensão com Controle por Histerese Constante Indutores Acoplados Magneticamente Com um estágio elevador projetado e implementado de acordo com as observações feitas ao longo deste trabalho alguns resultados experimentais preliminares são discutidos A figura 510 mostra este estágio montado Todos os componentes de potência bem como o sensor de corrente e o filtro capacitivo de saída estão presentes neste módulo Com módulos independentes a manutenção em caso de falha de um deles é facilitada além do que se torna mais simples encontrar o componente danificado Na figura 510 os indutores estão acoplados em um único núcleo magnético Esta é uma tentativa de redução de peso e volume além de permitir avaliar o desempenho de núcleos de açosilício em aplicações onde existem componentes de alta freqüência 90 Figura 510 Módulo elevador de tensão A corrente na entrada do estágio Ii é mostrada nas figuras 511a e 511b para a situação de meia carga Nesta situação podese perceber a amplitude da oscilação de corrente igual a 800 mA já que o controle por histerese recebeu pequenas modificações para esta etapa de testes iniciais De qualquer maneira a amplitude de oscilação que corresponde à banda de histerese mantémse constante mesmo que se varie Vref ou seja mesmo variando o valor médio de corrente Ii Neste ensaio a tensão de alimentação é o valor nominal a b Figura 511 Corrente Ii para situação de meia carga a e detalhe b 91 Com esta corrente a forma de onda de corrente na entrada da ponte retificadora IR1 apresentase conforme figura 512 Como foi comentado existem diferenças na corrente entre o semiciclo positivo e o negativo Embora estas diferenças sejam pequenas inferiores inclusive ao que foi obtido por simulação podem representar problemas para a distorção harmônica total do conversor CACC e poderão ser investigadas com maiores cuidados Figura 512 Corrente IR1 experimental Na figura 513 é mostrado um detalhe de corrente na entrada do estágio elevador e tensão sobre o semicondutor MOSFET As oscilações observadas durante entrada e saída de condução da chave merecem atenção e podem indicar a necessidade de circuitos amortecedores Figura 513 Corrente de entrada e tensão sobre a chave ativa Figura 514 Tensão de saída do estágio elevador 92 Na figura 514 observase a tensão de saída do estágio elevador Vo cujas oscilações são muito pequenas para valor médio de 400 V 55 Resultados para Conversor CACC com Estágio Elevador de Tensão e Controle por Histerese Constante Indutores Desacoplados Magneticamente Durante os testes com indutores acoplados verificouse a ocorrência de ruídos audíveis durante a energização do módulo e em menor escala durante a operação do mesmo Além disso os dois aplicativos usados para simulação do conversor CACC OrCAD Pspice e MATLAB Simulink apresentaram resultados discordantes no que se refere à possibilidade de conexão em paralelo dos estágios CCCC quando os indutores de cada estágio estão magneticamente acoplados Embora esta discordância possa estar relacionada à forma de representação do conversor em cada aplicativo optouse pelo uso de indutores desacoplados A figura 515a mostra o conversor proposto com autotransformador e três estágios elevadores de tensão Na figura 515b é mostrado um dos módulos desenvolvidos e o circuito de controle a b Figura 516 Conversor CACC a e módulo elevador de tensão e circuito de controle b A modularidade do conversor CACC é entendida como uma boa característica pois como dito antes facilita a substituição de componentes danificados ou a troca completa de um módulo de potência ou controle em caso de necessidade Os resultados apresentados aqui foram obtidos em baixa carga cerca de 30 da potência nominal de maneira que não foi possível realizar ensaio de rendimento ou de dinâmicas de carga ou tensão degraus de carga ou de tensão Estes resultados contudo são 94 a b c Figura 518 Correntes na rede elétrica a tensão e corrente de fase b e espectro harmônico de uma das correntes c 56 Conclusões Este capítulo reúne os resultados experimentais para o autotransformador retificadores estágio CCCC elevador com núcleo magnético acoplado e desacoplado e conversor CACC como um todo Havia um grande desafio de se atender a todos os critérios de projeto do autotransformador simultaneamente regulação de tensão elevação de temperatura rendimento defasamentos volume e peso Este foi superado como mostram os resultados discutidos neste capítulo Os resultados para o conversor CACC demonstram a viabilidade da proposta Quanto a DHT da corrente proveniente da rede elétrica podese afirmar que é um resultado que atende às simulações e que o conversor cumpre sua função do ponto de vista de qualidade de energia embora testes ainda precisem ser realizados 96 a depender do nível de tensão exigido pela carga Os desperdícios de cobre isolantes e vernizes podem se tornar preocupações a mais Além disso é muito comum que as relações de espiras resultem em números fracionários o que na prática levam a arredondamentos do número de voltas em uma bobina Em aplicações de pequena potência com reduzidos níveis de tensão é possível que o defasamento angular entre os secundários do autotransformador sejam afetados por esta nãoidealidade A distorção harmônica total como conseqüência pode ser prejudicada Quanto à montagem experimental do conversor CACC validouse a técnica de controle e o funcionamento dos módulos elevadores de tensão em conjunto com o autotransformador Melhorias sobretudo no circuito de controle e comando podem permitir melhores resultados alcançandose potências mais próximas da nominal Entre estas melhorias estão Especificação de componentes optoisoladores com maior tensão de isolação a fim de evitar danos ao circuito de controle Especificação de diodos hiperrápidos para os estágios elevadores de tensão ou SEPIC de forma que sejam reduzidos os tempos de recuperação reversa e assim diminuam os esforços de comutação nos diodos Aplicação de circuitos amortecedores snubbers do tipo RC ou RCD grampeadores É importante ressaltar que a proposta deste trabalho não faz uso de indutores ou transformadores de interfase para a conexão dos estágios CC o que permite a eliminação destes elementos magnéticos muitas vezes volumosos que contribuem severamente para a redução do rendimento global da estrutura 97 62 Propostas de Continuidade São propostas de melhoria do conversor CACC proposto e de continuidade da pesquisa Implementação do estágio CCCC SEPIC isolado como forma de garantir isolamento galvânico em altas freqüências Os resultados de simulação indicam que a viabilidade técnica é a mesma do estágio elevador de tensão clássico Realização de ensaios relacionados a interferências eletromagnéticas conduzidas e irradiadas pois o estágio CCCC opera em modo de condução contínua Existem elevadas variações de tensão e corrente nos semicondutores dos estágios Aplicação da malha de controle de tensão Esta malha pode ter dinâmicas mais lentas que as do controle de corrente de forma que os conversores AD dos microcontroladores convencionais devem ser suficientes Implementação de rotinas de proteção contra curtoscircuitos sobretensões sobre temperaturas e outros 98 REFERÊNCIAS 1 GALLI W Power quality and utility interface issues overview In SKVARENINA T Comp The power electronics handbook Boca Raton CRC Press 2002 Cap 17 p 171173 2 BHATTACHARYYA S MYRZIK J M A KLING W L Consequences of poor power quality an overview In INTERNATIONAL UNIVERSITIES POWER ENGINEERING CONFERENCE UPEC 2007 42 2007 Brighton New York IEEE 2007 p 651656 3 INSTITUTE OF ELECTRICAL AND ELECTRONICS ENGINEERS ANSIIEEE Std 5191992 IEEE recommended practices and requirements for harmonic control in electrical power systems New York 1992 4 INTERNATIONAL ELECTROTECHNICAL COMISSION IEC Std 6100032 limits for harmonic current emissions equipment input current up to and including 16 A per phase Geneva 2005 5 INTERNATIONAL 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