Eletrônica Analógica - Hugo Tanzarella Teixeira e Marley Fagundes Tavares

U1 Título da unidade 1 U1 Título da unidade 1 Eletrônica Analógica Hugo Tanzarella Teixeira Marley Fagundes Tavares Eletrônica Analógica Dados Internacionais de Catalogação na Publicação CIP Teixeira Hugo Tanzarella ISBN 9788552211181 1 Aparelhos e dispositivos eletrônico 2 Circuitos eletrônicos 3 Eletrônica I Teixeira Hugo Tanzarella II Tavares Marley Fagundes III Título CDD 6213 2018 por Editora e Distribuidora Educacional SA Todos os direitos reservados Nenhuma parte desta publicação poderá ser reproduzida ou transmitida de qualquer modo ou por qualquer outro meio eletrônico ou mecânico incluindo fotocópia gravação ou qualquer outro tipo de sistema de armazenamento e transmissão de informação sem prévia autorização por escrito da Editora e Distribuidora Educacional SA 2018 Editora e Distribuidora Educacional SA Avenida Paris 675 Parque Residencial João Piza CEP 86041100 Londrina PR email editoraeducacionalkrotoncombr Homepage httpwwwkrotoncombr Fagundes Tavares Londrina Editora e Distribuidora Educacional SA 2018 256 p T266e Eletrônica analógica Hugo Tanzarella Teixeira Marley Presidente Rodrigo Galindo VicePresidente Acadêmico de Graduação e de Educação Básica Mário Ghio Júnior Conselho Acadêmico Ana Lucia Jankovic Barduchi Camila Cardoso Rotella Danielly Nunes Andrade Noé Grasiele Aparecida Lourenço Isabel Cristina Chagas Barbin Lidiane Cristina Vivaldini Olo Thatiane Cristina dos Santos de Carvalho Ribeiro Revisão Técnica Francisco Ferreira Martins Neto Rafael Schincariol da Silva Editorial Camila Cardoso Rotella Diretora Lidiane Cristina Vivaldini Olo Gerente Elmir Carvalho da Silva Coordenador Letícia Bento Pieroni Coordenadora Renata Jéssica Galdino Coordenadora Thamiris Mantovani CRB89491 Diodos e circuitos com diodos 7 Diodos semicondutores 9 Circuitos com diodos 32 Circuitos retificadores com diodo 49 Transistores bipolares de junção TBJ 71 Aspectos básicos dos TBJs 74 Polarização CC dos TBJs 94 Análise CA dos TBJs e amplificadores 113 Transistores de efeito de campo FET 136 Aspectos básicos dos FETs 138 Polarização do FET 153 Amplificadores com FET 171 Amplifi cadores operacionais ampop 193 Fundamentos de ampops 195 Circuitos básicos com ampops 212 Aplicações com ampop 230 Unidade 1 Unidade 3 Unidade 2 Unidade 4 Seção 11 Seção 31 Seção 21 Seção 41 Seção 12 Seção 32 Seção 22 Seção 42 Seção 13 Seção 33 Seção 23 Seção 43 Sumário A eletrônica é um ramo da ciência que estuda as propriedades e aplicações de dispositivos que dependem do movimento de elétrons em semicondutores em gases ou no vácuo Podemos considerar o trabalho de J J Thomson com raios catódicos THOMSON 1897 como o embrião do surgimento da eletrônica pois possibilitou que em 1898 Thomson propusesse a existência de uma partícula subatômica com carga negativa o elétron O tubo de vácuo ou válvula termiónica inventado em 1904 por John Ambrose Felming foi um componente fundamental para a eletrônica durante a primeira metade do século XX Tal válvula utilizada até meados dos anos 1980 hoje é um dispositivo raro Esse componente foi o primeiro dispositivo que possibilitou a condução da corrente elétrica em um único sentido permitindo um controle do fluxo de elétrons e criando a possibilidade de amplificar sinais elétricos Assim nasceu a eletrônica MARQUES 2013 Atualmente por se tratar de um campo tão vasto a eletrônica é geralmente dividida em subáreas como a divisão entre eletrônica analógica e digital Um dispositivo ou circuito eletrônico digital irá reconhecer ou reproduzir uma saída que possa assumir um número limitado de valores Um circuito eletrônico analógico pode responder ou produzir uma saída que assuma um número infinito de estados Este livro foi pensado incialmente como uma introdução à eletrônica analógica para cursos de engenharia No entanto ele pode ser utilizado por estudantes do curso superior de tecnologia em áreas afins sem prejuízo Para compreender os conceitos aqui apresentados esperamos que o aluno tenha conhecimento prévio de teoria e análise de circuitos elétricos em corrente contínua e corrente alternada A primeira unidade deste livro introduz o mais simples dos dispositivos semicondutores o diodo Conhecêlo lhe permitirá prever quando ele está ou não conduzindo Você também estará apto a ler suas curvas características e a identificar seus símbolos e terminais Ainda serão apresentados nesse capítulo importantes tipos de diodos e de circuitos com diodos Palavras do autor As unidades dois e três introduzem o uso do transistor Os transistores embora sejam dispositivos de estado sólido semelhantes aos diodos são mais complexos e podem ser usados de diversas formas sendo sua característica mais importante a sua capacidade de amplificar sinais Na unidade dois são apresentados os transistores bipolares de junção TBJ e na unidade três os transistores de efeito de campo FET do inglês fieldeffect transistor Esperamos que ao fim dessas unidades você esteja familiarizado com a estrutura e operação básicas dos transistores seja capaz de aplicar a polarização adequada para assegurar a operação na região ativa e conheça os parâmetros mais importantes que definem a resposta de um transistor Por fim na quarta e última unidade apresentaremos os amplificadores operacionais ampops Nela serão abordados os fundamentos dos ampops seu emprego em circuitos e aplicações que o utilizam Esperamos que ao concluir essa unidade você seja capaz de entender o que faz um amplificador diferencial aprenda os fundamentos básicos de um amplificador operacional e conheça suas principais aplicações Esperamos também que ao longo dos seus estudos em eletrônica analógica você desenvolva um raciocínio crítico e aperfeiçoe suas técnicas de resolução de problemas Para isso contamos que você seja persistente durante todo o curso e não desista dos seus estudos Unidade 1 Esta primeira unidade do livro de eletrônica analógica introduz o mais simples dos dispositivos semicondutores o diodo Mas não deixe que sua simplicidade diminua sua importância pois os diodos são amplamente utilizados e por isso qualquer profissional que trabalhe com eletrônica deve estar familiarizado com ele Mas antes para entender como os diodos e mais adiante os transistores e amplificadores operacionais funcionam você precisa conhecer os semicondutores materiais que não atuam nem como condutores e nem como isolantes Nesta primeira seção faremos uma breve revisão sobre os materiais semicondutores do tipo p e do tipo n para em seguida apresentarmos o diodo de junção pn Você também será apresentado à curva característica dos diodos e às diferenças entre o comportamento de operação ideal em relação ao comportamento prático de um diodo Na segunda seção apresentaremos tipos de circuitos importantes com o diodo como circuitos ceifadores grampeadores multiplicadores e portas com diodo Por fim na terceira seção dedicaremos um espaço ao que acreditamos ser um dos mais importantes circuitos com diodo os circuitos retificadores O mercado de trabalho para o profissional de eletrônica está em constante crescimento em decorrência do avanço da tecnologia e da sua utilização em sistemas de medição e de controle sistemas embarcados equipamentos biomédicos e informática médica telecomunicações e eletrônica de consumo aparelhos de rádio televisão e vídeo para citar alguns casos O profissional de eletrônica pode atuar em empresas privadas indústrias laboratórios de pesquisa instituições de Convite ao estudo Diodos e circuitos com diodos ensino setores da construção naval química de petróleo e gás e em serviço público seja por meio dos serviços de consultoria e assessoramento desenvolvimento de produtos e serviços tecnológicos eou estudos de viabilidade técnico econômica bem como na execução e fiscalização de obras e serviços técnicos vistorias e perícias eou emissão de laudos e pareceres Devido a sua simplicidade e uso em aplicações poderosas saber trabalhar com o diodo é fundamental Ao longo dessa unidade para que os conhecimentos teóricos aqui apresentados sejam melhor fixados por você vamos propor algumas situações práticas eou profissionais em que o conteúdo aprendido seja necessário para a resolução de certos problemas U1 Diodos e circuitos com diodos 9 O diodo é um dispositivo eletrônico de dois terminais composto de um cristal semicondutor geralmente de silício ou germânio em uma película cristalina cujas faces opostas são dopadas por diferentes materiais formando uma junção pn em que cada face é conectada a cada um dos terminais Como dissemos é o tipo mais simples de componente eletrônico semicondutor e sua aplicação mais comum é controlar a passagem de corrente elétrica em um circuito permitindo sua passagem em uma direção e bloqueando na direção oposta sendo por isso constantemente comparado às válvulas mecânicas Para fixar os conhecimentos a serem adquiridos adiante vamos pensar na seguinte situação prática o rádio galena é o mais simples receptor de rádio e teve seu auge durante a Segunda Guerra Mundial Isso ocorreu pois ele não precisa de bateria ou fonte de alimentação e funciona apenas a partir da energia das ondas de rádio captada por sua antena um longo fio de pelo menos dez metros de comprimento Seu nome advém do seu principal elemento o cristal de galena um derivado do chumbo que apresentava essa curiosa propriedade de detectar os sinais de rádio Seção 11 Diálogo aberto Diodos semicondutores Figura 11 Detector de ondas de rádio com cristal de galena a foto b esquemático Fonte a httpscommonswikimediaorgwikiFileCatWhiskerjpg b adaptada de httpwww newtoncbragacombrindexphpprojetoseducacionais491radiodegalenaoucristalart031 Acesso em 30 maio 2018 U1 Diodos e circuitos com diodos 10 O sinal captado pela antena era levado ao detector o cristal de galena que separava os sinais de alta frequência dos sinais de baixa frequência que correspondem aos sons Na década de 1940 durante a guerra os rádios eram proibidos por isso esse tipo de rádio ficou tão famoso Hoje já não há mais sentido em construir um rádio galena a não ser para fins educacionais ou por hobby NOVA ELETRONICA sd O rádio galena que é montado atualmente substitui o cristal de galena por um diodo e seu esquema elétrico pode ser visto na Figura 12 Nesse circuito o sinal é captado pela antena e levado até o circuito de sintonia composto pelo indutor e pelo capacitor variável Ao variar a capacitância é possível escolher a estação que se deseja ouvir Na próxima etapa o sinal é levado ao detector papel que antes era desempenhado pelo cristal de galena e que agora é feito pelo diodo Após a detecção o sinal passa por um capacitor de filtro a fim de eliminar a alta frequência utilizada para transportar o sinal e finalmente o sinal é reproduzido no fone Pensando então que vamos construir um rádio galena precisamos ter alguns cuidados com os aspectos práticos do seu projeto Como você pode observar não há nenhuma fonte de tensão para amplificar o sinal Portanto a escolha de um diodo adequado é fundamental para o funcionamento do seu rádio Qual Figura 12 Esquema elétrico de um rádio galena moderno Fonte elaborada pelo autor U1 Diodos e circuitos com diodos 11 característica do diodo deve ser levada em conta na escolha desse componente Qual tipo de diodo seria mais adequado A seguir apresentaremos os conhecimentos teóricos para ajudá lo a responder a essas perguntas Antes de prosseguir se possível faça uma pesquisa e tente formular uma hipótese Bons estudos Antes de começarmos a falar sobre dispositivos semicondutores devemos lembrar que a construção de cada dispositivo eletrônico de estado sólido é feita com um material semicondutor de alta qualidade Segundo Boylestad 2013 os semicondutores são uma classe especial de elementos cuja condutividade está entre a de um bom condutor e a de um isolante Um material semicondutor não permite que a corrente flua tão facilmente como ocorre nos condutores Sob certas condições os semicondutores podem conduzir tão mal que se comportam como isolantes O silício Si e o germânio Ge são alguns dos materiais semicondutores mais utilizados na indústria atualmente Eles têm uma estrutura cristalina singular e para compreender porque isso acontece é preciso ter algum conhecimento da estrutura atômica desses elementos e de como os seus átomos se ligam para formar uma estrutura cristalina Para tanto podemos considerar o modelo atômico de Bohr no qual os nêutrons e prótons formam o núcleo enquanto os elétrons aparecem em órbitas fixas ao redor do núcleo como é mostrado na Figura 13 para os átomos de Si e Ge Como pode ser visto o átomo do Si tem 14 elétrons e o do Ge 32 no entanto em ambos há quatro elétrons na camada mais externa chamados de elétrons de valência Os materiais compostos por elementos com quatro elétrons de valência não são estáveis e tendem a se combinar quimicamente com outros elementos e por isso são chamados de materiais ativos É comum que esses materiais se combinem de modo a compartilhar elétrons de valência por meio de ligações covalentes tornando o material estável A estrutura resultante desse processo de compartilhamento é chamada de cristal Não pode faltar U1 Diodos e circuitos com diodos 12 Figura 13 Modelo atômico de Bohr a silício b germânio Fonte adaptada de Schuler 2013 p 29 Um cristal de silício ou de germânio puro se comporta como isolante porque embora a ligação covalente resulte em uma ligação mais forte entre os elétrons de valência e seu átomo de origem ainda é possível que os elétrons de valência absorvam energia suficiente de causas naturais externas para quebrar a ligação covalente e assumir o estado livre BOYLESTAD 2013 O silício puro é comumente chamado de silício intrínseco Os cristais de silício e de germânio podem se comportar como condutores quando aquecidos Nesse caso o elétron de valência absorve energia do calor e se desloca para uma órbita mais elevada tornandose livre para se movimentar e permitindo o fluxo de corrente esse elétron é chamado de portador térmico Os materiais semicondutores têm coeficiente de temperatura negativo ou seja sua resistência diminui com o aumento de temperatura Assimile O termo intrínseco aplicase a qualquer material semicondutor que tenha sido cuidadosamente refinado para reduzir o número de impurezas a um nível muito baixo essencialmente com o grau máximo de pureza disponibilizado pela tecnologia moderna BOYLESTAD 2013 p 4 U1 Diodos e circuitos com diodos 13 As características de um material semicondutor podem ser alteradas adicionandose átomos específicos de impureza ao cristal semicondutor relativamente puro A esse processo dáse o nome de dopagem Um material semicondutor que tenha sido submetido à dopagem é chamado de material extrínseco Existem dois materiais extrínsecos muito importantes para a fabricação de dispositivos semicondutores os materiais do tipo n e os do tipo p Um material do tipo n é criado introduzindo elementos de impureza com cinco elétrons de valência como antimônio Sb arsênio As e fósforo P A combinação de um elemento pentavalente com um cristal de silício resulta na liberação de um elétron livre Como pode ser visto na Figura 14 um átomo de arsênio foi adicionado ao cristal de silício As quatro ligações covalentes ainda existem porém há um quinto elétron adicional devido ao átomo da impureza dissociado de qualquer ligação covalente em especial tornando esse elétron relativamente livre para se mover dentro do material do tipo n Figura 14 Impureza de arsênio em material tipo n Fonte adaptada de Schuler 2013 p 32 Segundo Schuler 2013 o processo de dopagem pode envolver outros tipos de materiais O material do tipo p é formado pela inserção de elementos de impureza com três elétrons de valência como o boro B o gálio Ga e o índio In A combinação de um elemento trivalente com um cristal de silício resulta na criação de uma lacuna Podemos ver na Figura 15 que um átomo de boro U1 Diodos e circuitos com diodos 14 foi adicionado sobre uma base de silício e que agora a quantidade de elétrons é insuficiente para completar as ligações covalentes na vizinhança de tal átomo produzindo um elétron faltante ou lacuna A lacuna é vista como uma carga positiva por ser capaz de atrair e ser ocupada por um elétron Quando os materiais semicondutores do tipo n ou p são construídos o nível de dopagem chega a ser de uma parte por milhão ou uma parte por bilhão SCHULER 2013 Mas é importante saber que na prática é impossível fabricar um cristal puro de silício Assim ocasionalmente um átomo com três elétrons de valência pode estar presente em um semicondutor do tipo n como esperamos que em materiais do tipo n só ocorra inserção de átomos com cinco elétrons de valência essas lacunas são chamadas de portadores minoritários enquanto os elétrons livres são os portadores majoritários O contrário ocorre em um semicondutor do tipo p no qual as lacunas são portadores majoritários enquanto caso haja alguns elétrons livres eles serão portadores minoritários Figura 15 Impureza de arsênio em material tipo n Fonte adaptada de Schuler 2013 p 33 Reflita Em um condutor ou em um semicondutor do tipo n os portadores são elétrons Ao se aplicar uma diferença de potencial os elétrons livres são forçados a se movimentar e se dirigem em direção ao terminal positivo Mas em um semicondutor do tipo p não há elétrons livres e sim a presença de lacunas O que ocorre quando esse tipo de material é submetido a uma diferença de potencial U1 Diodos e circuitos com diodos 15 Os materiais do tipo n e p representam os blocos de construção básicos dos dispositivos semicondutores e seu uso mais comum é na construção do diodo semicondutor A Figura 16 mostra a representação de um diodo de junção pn A junção mostrada na Figura 16 é a linha divisória que marca o fim de uma seção e o início de outra Porém é importante ficar claro que não se trata de uma junção mecânica Em outras palavras a junção de um diodo é onde no cristal o material do tipo p termina e o material do tipo n começa Segundo Boylestad 2013 no instante em que o diodo é construído os elétrons e as lacunas na região da junção se combinam resultando em uma falta de portadores livres na região próxima à junção como podemos observar na Figura 17 a formando uma região denominada camada de depleção Os elétrons que preencheram as lacunas são capturados e não estão mais disponíveis para serem portadores de corrente criando uma região sem portadores livres SCHULER 2013 Esse movimento de elétrons só termina porque uma camada de carga negativa é formada no material p repelindo os demais elétrons que tentem É importante notar que um diodo de junção pn tem uma região do tipo p com lacunas livres e uma região do tipo n com elétrons livres em uma única estrutura de um terminal a outro ou seja ele é feito em um único cristal de silício ou germânio Assimile Figura 16 Estrutura de um diodo de junção Fonte adaptada de Schuler 2013 p 42 U1 Diodos e circuitos com diodos 16 cruzar a junção como pode ser visto na Figura 17b essa carga negativa é chamada de potencial de ionização ou de barreira Como não existem portadores nessa região esperase que o material se comporte como um isolante O que vimos até agora é o comportamento do diodo não polarizado ou sem polarização ou seja nenhuma diferença de potencial foi aplicada aos seus terminais Um dispositivo com um isolador como camada central seria incapaz de conduzir de modo que poderíamos considerar que os diodos de junção pn são isolantes Porém a camada de depleção não se comporta como um isolante fixo Temos ainda duas situações possíveis a polarização direta e a polarização reversa A condição de polarização reversa ocorre quando uma diferença de potencial for aplicada ao diodo de modo que o maior potencial seja ligado ao material do tipo n e o menor potencial ao material do tipo p como mostrado na Figura 18 Nesse tipo de configuração os elétrons livres no material do tipo n são atraídos pelo maior potencial elétrico enquanto as lacunas no material do tipo p são atraídas pelo menor potencial aumentando a camada de depleção Figura 17 Formação da a camada de depleção e da b camada de barreira Figura 18 Efeito da polarização reversa na camada de depleção Fonte adaptada de Schuler 2013 p 42 Fonte adaptada de Schuler 2013 p 45 U1 Diodos e circuitos com diodos 17 Com o aumento da camada de depleção esperase que não flua nenhuma corrente pelo diodo polarizado reversamente No entanto uma pequena corrente fluirá devido ao fluxo de portadores minoritários O material do tipo p apresenta alguns elétrons minoritários que são empurrados em direção à junção enquanto o material do tipo n tem algumas lacunas como portadores minoritários as quais também são empurradas em direção à junção Assim uma corrente de fuga é formada quando os dois tipos de portadores minoritários são forçados pela polarização reversa a se moverem Já a condição de polarização direta é estabelecida quando o maior potencial é aplicado no material do tipo p e o menor potencial é aplicado no material do tipo n Essa configuração forçará as lacunas no material do tipo p e os elétrons no material do tipo n em direção à junção fazendo com que a camada de depleção entre em colapso sendo eliminada Com a camada de depleção em colapso o diodo opera como um semicondutor A Figura 19 mostra a corrente elétrica deixando o terminal com maior potencial da fonte e fluindo através do diodo Lembrando que o sentido real da corrente corresponde aos elétrons deixando o terminal de menor potencial elétrico da fonte percorrendo o circuito e voltando para o terminal de maior potencial Devido aos efeitos da polarização nos diodos podemos dizer que os diodos são dispositivos com polaridade Diferentemente de componentes como os resistores que não têm polaridade Figura 19 Efeito da polarização direta na camada de depleção Fonte elaborada pelo autor U1 Diodos e circuitos com diodos 18 definida se um diodo for ligado de forma invertida ele e outras partes do circuito podem ser danificadas Ao lidar com um circuito analógico é importante ter conhecimento do diagrama esquemático do circuito A Figura 110 mostra o símbolo do diodo em um diagrama esquemático O material do tipo p constitui o anodo o terminal que atrai os elétrons Já o material do tipo n constitui o catodo o terminal pelo qual os elétrons fluem Na prática existem diversos encapsulamentos para os diodos como os exemplos mostrados na Figura 111 Os encapsulamentos podem ser feitos de plástico vidro metal cerâmica ou da combinação desses materiais Existem diversos formatos e tamanhos disponíveis no mercado sendo que geralmente dispositivos de maior tamanho suportam a passagem de uma maior corrente É comum no encapsulamento do diodo Figura 110 Símbolo esquemático do diodo Fonte elaborada pelo autor Fonte adaptada de Schuler 2013 p 50 Figura 111 Tipos de encapsulamento de diodos U1 Diodos e circuitos com diodos 19 que haja uma marcação para indicar o terminal catodo Essa marca pode ser uma faixa próxima àquele terminal como é o caso do encapsulamento DO41 na Figura 111 Como vimos até agora os diodos conduzem bem em uma direção mas não em outra O diodo semicondutor é frequentemente comparado a uma chave mecânica e a razão dessa analogia pode ser observada na Figura 112 Figura 112 Diodo semicondutor ideal a em polarização direta e b em polarização reversa Fonte adaptada de Boylestad 2013 p 19 Quando polarizado diretamente o diodo funciona como uma chave fechada como mostra a Figura 112a permitindo um fluxo abundante de carga no sentido indicado Quando polarizado reversamente como mostra a Figura 112b o nível de corrente circulando é bastante pequeno na maioria dos casos pode ser considerado nulo e por isso o diodo é representado como uma chave aberta Vale salientar que o diodo semicondutor difere de uma chave mecânica pois quando estiver funcionando como uma chave fechada ele permitirá somente que a corrente flua em um sentido Se um diodo semicondutor ideal deve se comportar como uma chave fechada na região de polarização direta a resistência do diodo nesse caso deve ser de 0 W Analogamente na região de polarização reversa sua resistência deve ser de Ω para representar o equivalente de circuito aberto Tais características podem ser observadas no gráfico da Figura 113 U1 Diodos e circuitos com diodos 20 Fonte adaptada de Boylestad 2013 p 19 Figura 113 Características ideais versus características reais dos diodos de silício Figura 113 Características ideais versus características reais dos diodos de silício Ainda na Figura 113 as características foram sobrepostas para comparar um diodo semicondutor ideal com um diodo de silício real À primeira vista podemos imaginar que o dispositivo comercial opere de maneira insatisfatória como uma chave ideal No entanto se considerarmos que a diferença mais marcante é que o diodo comercial sobe a um nível de 06 V em vez de 0 V observamse diversas semelhanças entre os dois gráficos Fica claro devido à forma e à localização da curva do dispositivo comercial na região de polarização direta que a resistência associada ao diodo será maior do que 0 W No entanto se essa resistência for suficientemente pequena em relação aos outros resistores em série com o diodo no circuito usualmente podemos considerar a resistência do diodo como nula Na região de polarização reversa se considerarmos que a corrente de saturação reversa é tão pequena que pode ser aproximada a 0 mA podemos considerar a resistência do diodo como infinita Vamos calcular a corrente I na Figura 114 para uma fonte de tensão V 1 V alimentando um resistor de 1 kW em série com um diodo de silício Em seguida determinaremos se é importante considerar a queda de tensão no diodo Exemplificando U1 Diodos e circuitos com diodos 21 Figura 114 Circuito com diodo Fonte elaborada pelo autor Primeiramente calculamos a corrente sem considerar a queda de tensão ou seja quando consideramos que a resistência interna do diodo é nula I 1 1 1 103 mA Em seguida fazemos um novo cálculo considerando a queda de tensão no diodo Nesse caso estamos considerando a resistência interna do diodo diferente de zero I 1 0 6 1 0 4 103 mA Note que nesse caso quando consideramos a queda de tensão no diodo a corrente obtida tem 40 do valor da corrente obtida sem considerarmos a queda portanto seria importante considerar a queda de tensão do diodo Agora refaça os cálculos considerando que estamos usando um diodo de germânio Para isso pesquise a queda de tensão típica nos diodos de germânio Nesse caso a queda de tensão do diodo influencia o resultado Na Figura 115 temos uma comparação entre as curvas características de um diodo de germânio e um de silício U1 Diodos e circuitos com diodos 22 Figura 115 Curvas características dos diodos de silício e de germânio Fonte Schuler 2013 p 48 Pelo gráfico da Figura 115 podemos deduzir que um diodo de germânio necessita de um valor bem menor de tensão de polarização direta para conduzir o que pode ser uma vantagem em circuitos que operam com pequenos valores de tensão É possível notar também que o diodo de germânio apresenta uma tensão de barreira menor para qualquer valor de corrente em comparação ao diodo de silício Por ser melhor condutor que o silício os diodos de germânio apresentam uma menor resistência quando estão polarizados diretamente No entanto os diodos de silício são preferíveis para a maioria das aplicações devido ao seu baixo custo e pequena corrente de fuga Ainda em relação à Figura 115 podemos comparar o comportamento dos diodos quando estão polarizados reversamente Para valores adequados de tensão observamos valores bem pequenos para a corrente de fuga nos diodos de silício em contrapartida nos diodos de germânio esses valores são mais altos SCHULER 2013 Note que se um certo valor crítico de tensão VR é alcançado o diodo de silício sofrerá um rápido aumento no valor da corrente reversa essa tensão recebe o nome de tensão de avalanche U1 Diodos e circuitos com diodos 23 A avalanche ocorre quando os portadores são acelerados e ganham energia suficiente para colidir com os elétrons de valências fazendo com que eles se desprendam do seu átomo A tensão de avalanche para diodos de silício pode variar entre 50 a 1000 V dependendo da fabricação do diodo SCHULER 2013 Assimile Nesta seção buscamos aprofundar um pouco nosso conhecimento sobre materiais semicondutores principalmente quando empregados na construção de dispositivos eletrônicos semicondutores Aqui focamos no diodo vimos seus aspectos construtivos algumas das suas características e comparamos seu comportamento ideal com o seu comportamento em casos práticos Na próxima seção estudaremos alguns circuitos com diodos O diodo é um dos componentes mais importantes da eletrônica Nesta seção mal tocamos na superfície da imensidão do conhecimento produzido em relação ao diodo Portanto não aceite apenas o conhecimento que é passado aqui Se pretende ser um bom profissional complemente sempre sua leitura busque outras fontes Para saber mais sobre materiais semicondutores na construção do diodo leia as Seções 11 a 16 de BOYLESTAD R L NASHELSKY L Dispositivos eletrônicos e teoria de circuitos 11 ed São Paulo Pearson Education do Brasil 2013 Se ficou interessado nos aspectos teóricos relacionados aos materiais semicondutores recomendamos a leitura do capítulo 18 do livro CALISTER W D RETHWISCH D G Ciência e engenharia dos materiais 9 ed Rio de Janeiro LTC 2018 Por fim se pretende aprofundar seu conhecimento em relação às características de operação do diodo recomendamos a leitura da Seção 17 à 19 do livro Pesquise mais U1 Diodos e circuitos com diodos 24 CRUZ E C A CHOUERI JÚNIOR S Eletrônica aplicada 2 ed São Paulo Editora Érica Ltda 2013 Sem medo de errar Relembrando estamos diante da seguinte situação prática vamos construir um rádio galena com um esquema elétrico moderno reveja a Figura 12 e precisamos decidir que tipo de diodo usar e que característica devemos analisar Como foi dito o rádio galena não apresenta alimentação externa e consequentemente não há amplificação do sinal Portanto podemos inferir que a queda de tensão no diodo é uma característica fundamental para o funcionamento do rádio e que quanto menor for essa queda maior a chance de o rádio funcionar adequadamente Nesta seção você foi apresentado aos diodos de silício e germânio e como viu na Figura 115 a queda de tensão em polarização direta no diodo de germânio é de aproximadamente 03 V enquanto no diodo de silício essa queda é de aproximadamente 06 V Por isso o diodo de germânio é preferível para atuar como detector de sinais possibilitando uma maior sensibilidade Conhecendo uma folha de dados datasheet Descrição da situaçãoproblema A folha de dados ou o datasheet provavelmente o termo que você mais vai ouvir e falar é um documento que resume o desempenho e outras características técnicas de um componente eletrônico Normalmente a folha de dados é fornecida pelo fabricante do componente e começa com uma página de introdução que descreve o restante do documento seguida de uma lista de características específicas do componente Voltando ao problema anterior decidimos usar diodos de germânio como detector de sinal sendo que os tipos mais usados são o 1N34 e o 1N60 Procure pela folha de dados deles e tente extrair Avançando na prática U1 Diodos e circuitos com diodos 25 de lá informações importantes para o uso do diodo nos circuitos Por exemplo dois valores de tensão devem ser levados em conta ao se usar um diodo o valor da queda de tensão no sentido direto e a tensão inversa de pico Para a corrente apenas a corrente média no sentido direto pode ser necessária Resolução da situaçãoproblema Vamos usar a folha de dados do 1N60 produzida pela Taitron como referência mas saiba que cada fabricante apresentará as informações da maneira que lhe convier É importante mencionar que os termos nas figuras apresentadas a seguir estão em inglês pois em sua grande maioria as folhas de dados são disponibilizadas nesse idioma Por isso é importante que você esteja familiarizado com esses termos A Figura 116 traz um recorte das primeiras informações da folha de dados O 1N60 é um diodo de germânio de vidro em conformidade com a diretiva RoHS restrição de certas substâncias perigosas do inglês restriction of certain hazardous substances que proíbe o uso de certas substâncias perigosas na fabricação de produtos Figura 116 Características e aparência do 1N60 Fonte Taitron sd p 1 Em seguida são apresentados os aspectos mecânicos do 1N60 reproduzidos no Quadro 11 Esse diodo a apresenta encapsulamento de vidro do tipo DO7 seus terminais são axiais chapeados e de chumbo soldáveis pelo método 208 MILSTD202E O traço colorido indica o catodo e ele pesa 02 g U1 Diodos e circuitos com diodos 26 Quadro 11 Aspectos mecânicos do 1N60 Quadro 12 Características elétricas do 1N60 Fonte Taitron sd p 1 Case DO7 molded glass Terminals Planted axial lead solderable per MILSTD202E Method 208 Polarity Color band denotes cathode end Weight 02 gram Em seguida é apresentado no Quadro 12 as características elétricas e os valores máximos Symbol Description 1N60 1N60P Unit Conditions VRRM Maximum Repetitive Peak Reverse Voltage 50 45 V VDC Maximum DC Blocking Voltage 20 V IF AV Maximum Average Forward Rectified Current 50 mA IFM Peak Forward Current 150 mA IFSM Peak Forward Surge Current 500 mA 83 ms single half sinewave superimposed on rated load JEDEC Method VF Maximum Instantaneous Forward Voltage 10 V I mA F 5 IF Minimum Forward Current 4 mA V V F 1 VR Maximum Reverse Leakage 20 V I A R 40µ IR Maximum DC Reverse Current at Rated DC Blocking Voltage 50 µA V R 10V U1 Diodos e circuitos com diodos 27 Fonte Taitron sd p 12 ri Minimum Rectification Efficiency 55 V V R 20 Rms k 5 Ω C 20pF f 40MHz RthJA Typical Thermal Resistance Juncion to Ambient 250 º C W TJ Operating Temperature range 55 to 70 ºC TSTG Storage Temperature range 55 to 100 ºC Considerando que VRRM é a tensão reversa máxima que o diodo suporta repetitivamente VDC é a máxima tensão contínua que o diodo suporta no sentido inverso polarizado reversamente IF AV é o máximo valor que a corrente média no sentido direto pode conduzir quando o diodo é diretamente polarizado IFM é a máxima corrente que o diodo suporta conduzir quando polarizado diretamente IFSM é a máxima corrente de surto que o diodo suporta conduzir quando polarizado diretamente VF é a queda de tensão que aparece no diodo quando ele está polarizado diretamente nesse caso para uma corrente de 5 mA IF é a corrente mínima que ocorre quando o diodo está polarizado diretamente nesse caso para uma tensão de 1 V VR é a tensão máxima que o diodo é capaz de suportar quando polarizado reversamente IR é a corrente que circula pelo diodo quando ele é polarizado com a tensão inversa máxima ri é a eficiência mínima de retificação U1 Diodos e circuitos com diodos 28 RthJA é a resistência térmica típica da junção para o ambiente TJ é a faixa de temperatura de operação da junção TSTG é a faixa de temperaturas em que se pode guardar um diodo quando ele não está em funcionamento Após essas informações é apresentada a curva característica do diodo em dois gráficos reproduzidos na Figura 117 Figura 117 Curva característica do 1N60 Figura 118 Curva característica do 1N60 Fonte Taitron sd p 2 Fonte Taitron sd p 3 E por fim um esquema com as dimensões em polegadas do componente reproduzido na Figura 118 U1 Diodos e circuitos com diodos 29 A situação apresentada serviu apenas como uma pequena demonstração de como ler uma folha de dados Saber extrair informações desse tipo de documento exige prática então não pare por aqui Procure por datasheets de outros componentes e tente fazer uma leitura 1 Segundo Boylestad 2013 os semicondutores são uma classe especial de elementos cuja condutividade está entre a de um bom condutor e de um isolante Um material semicondutor não permite que a corrente flua tão facilmente como ocorre nos condutores Mas sob certas condições os semicondutores podem conduzir tão mal que se comportam como isolantes Nesse contexto avalie as afirmações a seguir I Os elétrons de valência estão localizados nos núcleos dos átomos II Os portadores de corrente nos condutores são elétrons de valência III O silício é um condutor IV O cristal de silício é formado por ligações covalentes É correto o que se afirma em a I e III apenas b II e IV apenas c I II e IV apenas d II III e IV apenas e I II III e IV 2 Em eletrônica a polarização é a aplicação de uma tensão ou uma corrente em um dispositivo O diodo quando polarizado diretamente funciona como uma chave fechada permitindo um fluxo abundante de carga no sentido do anodo para o catodo Um diodo Schottky tem uma queda de tensão de 03 V quando está conduzindo Calcule a corrente no circuito da figura a seguir considerando um diodo Schottky uma bateria de 1 V e um resistor de 1 kW Faça valer a pena U1 Diodos e circuitos com diodos 30 Figura Circuito com diodo Fonte elaborada pelo autor Assinale a alternativa correta a I 0 7 mA b I 1 mA c I 0 4 mA d I 0 3 mA e I 0 7 A 3 Um diodo semicondutor ideal deve se comportar como uma chave fechada na região de polarização direta e a resistência do diodo nesse caso deve ser de 0 W Pelo mesmo raciocínio na região de polarização reversa sua resistência deve ser de Ω para representar o equivalente de circuito aberto Considerando esse contexto e analisando a figura do circuito com diodo avalie as asserções e a relação proposta entre elas Figura Circuito com diodo Fonte elaborada pelo autor U1 Diodos e circuitos com diodos 31 I Considerando um diodo de silício uma fonte de tensão de 100 V e um resistor de 1 kW podemos desconsiderar a queda de tensão do diodo no cálculo da corrente PORQUE II A fonte de tensão apresenta um valor relativamente elevado se comparado com a queda de tensão do diodo A respeito dessas asserções assinale a opção correta a As asserções I e II são proposições verdadeiras e a II é uma justificativa da I b As asserções I e II são proposições verdadeiras e a II não é uma justificativa da I c A asserção I é uma proposição verdadeira e a II é uma proposição falsa d A asserção I é uma proposição falsa e a II é uma proposição verdadeira e As asserções I e II são proposições falsas U1 Diodos e circuitos com diodos 32 A análise de circuitos eletrônicos pode ser feita de duas maneiras usandose as características reais ou aplicandose um modelo aproximado para o dispositivo Na seção anterior a estrutura e as características dos diodos semicondutores foram apresentadas Nesta seção usaremos os conhecimentos adquiridos para examinar alguns circuitos com diodo sem que haja necessidade de reexaminar a resposta do dispositivo para cada aplicação Em seguida serão apresentados alguns tipos de circuitos com diodo importantes muito utilizados na eletrônica Novamente para fixar o conteúdo que será apresentado a seguir vamos pensar na seguinte situação prática um receptor de FM frequência modulada do inglês frequency modulation ou como costumamos chamar o rádio FM é um equipamento capaz de sintonizar demodular e amplificar os sinais modulados em frequência Há diversos tipos de receptor de FM sendo um deles o receptor por conversão direta que consiste em três blocos básicos responsáveis por sintonia detecção e amplificação de saída O bloco de sintonia ou sintonizador FM consiste em um circuito ressonante cuja frequência de ressonância é ajustada de acordo com a rádio emissora que se deseja sintonizar Uma vez que a frequência é ajustada o circuito sintonizador basicamente transmite o sinal que recebe da antena para o detector de FM como pode ser visto na Figura 119 Seção 12 Diálogo aberto Circuitos com diodos Figura 119 Diagrama de blocos do sintonizador FM Fonte elaborada pelo autor U1 Diodos e circuitos com diodos 33 Um aspecto importante sobre esse módulo do rádio FM é que ele é um circuito sensível operando com um sinal de entrada da ordem de milivolts mV recebido pela antena e uma tensão de pouco mais de 1 V na entrada seria suficiente para danificálo Sendo assim pense em um circuito para proteger o sintonizador FM de uma sobrecarga de tensão Primeiro tente responder à seguinte pergunta é possível projetar tal circuito de proteção utilizando diodos Caso a resposta seja afirmativa projete um circuito de proteção para o sintonizador FM utilizando prioritariamente diodos na sua construção Para ajudálo com seu projeto a seguir serão apresentados os conhecimentos teóricos pertinentes a esse problema Porém antes de prosseguir sugerimos que recorra ao que aprendeu até o momento e tente formular um esboço Bons estudos Antes de iniciarmos a discussão sobre circuitos com diodos vamos conhecer os circuitos equivalentes do diodo Como você já deve saber um circuito equivalente consiste em uma combinação de elementos escolhidos de maneira a representar as características reais de um dispositivo ou sistema em uma determinada região de operação Uma maneira de descrever o comportamento de um diodo é aproximar a curva característica do dispositivo por segmentos de reta como mostra a Figura 120a O circuito equivalente resultante é chamado de circuito equivalente linear por partes Não pode faltar U1 Diodos e circuitos com diodos 34 Figura 120 Circuito equivalente linear por partes a aproximação da curva característica b componentes do circuito equivalente em polarização direta Fonte elaborada pelo autor Observando a Figura 120a é possível notar que os segmentos de reta não resultam em uma representação exata da curva característica real sobretudo na região do joelho No entanto os segmentos resultantes estão suficientemente próximos da curva real para proporcionar uma excelente primeira aproximação do comportamento real do diodo O circuito equivalente linear por partes pode ser representado por uma bateria VK oposta ao sentido de condução com valor de tensão igual ao da tensão de condução do diodo em série com a resistência interna do diodo rav que pode ser calculada pela inclinação da reta do gráfico da Figura 120a e com um diodo ideal incluído para indicar que existe um único sentido de condução no dispositivo como aparece na Figura 120b É possível determinar o valor aproximado de rav a partir de um ponto de operação especificado na folha de dados Por exemplo para o diodo da Figura 120a temos uma corrente de condução IF 10 mA para VD 0 7 V e sabemos que para o diodo começar a conduzir ele precisa vencer a tensão de polarização direta de 06 V Assim pela lei de Ohm obtemos Exemplificando U1 Diodos e circuitos com diodos 35 r V I D D av rav 0 7 0 6 10 10 10 0 3 Ω Como na maioria dos circuitos a rav é pequena em relação aos demais elementos do circuito ela pode ser desprezada resultando no circuito equivalente simplificado De fato essa é uma aproximação utilizada com frequência na análise de circuitos com semicondutores e a aproximação da curva característica e o circuito equivalente podem ser vistos na Figura 121a e b respectivamente Nessa aproximação o diodo de silício apresenta uma queda de 07 V no estado de condução para qualquer valor de corrente através do diodo Por fim nos casos em que o valor de 07 V pode ser desprezado em comparação com o nível de tensão aplicado no circuito podemos aproximar o diodo a um diodo ideal como pode ser visto na Figura 122 Figura 121 Circuito equivalente simplificado a aproximação da curva característica b componentes do circuito equivalente em polarização direta Fonte elaborada pelo autor U1 Diodos e circuitos com diodos 36 Figura 122 Circuito equivalente do diodo ideal a aproximação da curva característica b componentes do circuito equivalente em polarização direta Figura 123 Polarização direta de um diodo Fonte elaborada pelo autor Fonte elaborada pelo autor Na indústria é comum a utilização da expressão modelo do diodo em vez de circuito equivalente do diodo um modelo é por definição a representação de um objeto dispositivo ou sistema Para uma boa utilização dos diodos é importante conhecermos sua reta de carga com a qual é possível determinar o seu ponto de operação Considerando que no circuito da Figura 123 a tensão da bateria é maior do que a barreira de potencial do diodo V 0 6 V para um diodo de silício o diodo encontrase polarizado diretamente pois seu anodo está ligado ao polo positivo da bateria e seu catodo através do resistor está ligado ao polo negativo da bateria Uma parte da tensão da bateria fica sobre o diodo cujo valor é VD 0 6 V e a outra parte fica sobre o resistor de polarização R e seu valor é V V V R D 11 A corrente que atravessa o diodo a mesma que atravessa o resistor pode ser determinada aplicandose a lei de Ohm no resistor de modo que U1 Diodos e circuitos com diodos 37 I V R F R 12 Resolver o circuito da Figura 123 ou seja as Equações 11 e 12 significa determinar os valores de corrente e tensão que vão satisfazer ao mesmo tempo tanto as características do diodo quanto os parâmetros do circuito escolhido BOYLESTAD NASHELSKY 2013 Na Figura 124 a curva característica do diodo é colocada sobre o mesmo conjunto de eixos de uma linha reta definida pelos parâmetros do circuito A linha reta é chamada de reta de carga porque a interseção dela com o eixo vertical é definida pela carga aplicada R Para traçar a reta de carga precisamos considerar dois pontos de operação do circuito Por facilidade escolhemos os pontos sobre os eixos do gráfico pois sempre uma das grandezas é nula Assim o valor máximo de corrente que circula pelo circuito ocorre quando VD é nula ou seja quando o diodo está em curto V I V R D D 0 13 De maneira semelhante determinamos a máxima tensão sobre o diodo que ocorre quando a corrente que o atravessa for nula isto é quando o diodo for considerado um circuito aberto I V V D D 0 14 Figura 124 Reta de carga e ponto quiescente Fonte elaborada pelo autor U1 Diodos e circuitos com diodos 38 O ponto Q na Figura 124 indica a interseção entre a curva característica do diodo e a reta de carga e é chamado de ponto de operação ou ponto quiescente As suas coordenadas correspondem à tensão VF e à corrente IF de operação do diodo no circuito obtido analiticamente por meio das equações 11 e 12 Assimile Agora que conhecemos as ferramentas de análise vamos analisar algumas configurações importantes de circuitos com diodo Um ceifador é um circuito que utiliza diodos para ceifar uma porção de um sinal de entrada sem distorcer o restante da forma de onda aplicada retirando as partes negativas ou positivas de uma forma de onda Esse tipo de tratamento é útil para moldar um sinal proteger circuitos e para a comunicação A Figura 125a mostra um circuito ceifador positivo considerando o modelo simplificado do diodo de silício com tensão no diodo de 07 V quando está conduzindo Portanto durante o semiciclo positivo quando a tensão de entrada supera a tensão de corte o diodo conduz fornecendo uma tensão de 07 V para o resistor de carga Já no semiciclo negativo o diodo funciona como um circuito aberto transmitindo integralmente o sinal de entrada para a saída como pode ser visto na Figura 125b Se invertermos a polaridade do diodo como feito na Figura 125c obteremos um ceifador negativo e como podemos esperar ele retira as partes negativas do sinal com valor abaixo de 07 V conforme pode ser visto na Figura 125d Figura 125 Circuito a ceifador positivo e sua b forma de onda de saída c ceifador negativo e sua d forma de onda de saída U1 Diodos e circuitos com diodos 39 Fonte adaptada de Malvino e Bates 2011 p 123124 O ceifador é útil para moldar uma forma de onda mas ele apresenta ainda uma outra aplicação Vejamos o circuito da Figura 126 no qual sua entrada VE é um sinal de 15 mV de pico apenas de modo que a saída VS é o mesmo sinal da entrada pois nenhum dos diodos entra em condução durante o ciclo Se você está se perguntando qual é a vantagem desse circuito pense em situações que temos circuitos sensitivos ou seja que não podem receber uma tensão muito alta Dessa forma o circuito chamado de grampo de diodo limita a tensão de entrada do circuito sensitivo entre 0 7 V Exemplificando Figura 126 Grampo de diodo para proteção de circuito Fonte adaptada de Malvino e Bates 2011 p 125 O grampo de diodo supramencionado protege circuitos sensíveis mas não devemos confundilos com o circuito grampeador utilizado para adicionar uma tensão contínua CC ao sinal Assim o grampeador desloca o nível de referência do sinal de corrente alternada CA normalmente zero para o nível CC U1 Diodos e circuitos com diodos 40 Na Figura 127 temos um grampeador positivo Idealmente o capacitor C está inicialmente descarregado No primeiro semiciclo negativo o diodo conduz e já no primeiro pico negativo o capacitor está completamente carregado com uma tensão VP na polaridade indicada No segundo quarto do semiciclo negativo ligeiramente acima do pico negativo o diodo entra em corte Figura 127 Circuito grampeador positivo Fonte adaptada de Malvino e Bates 2011 p 128 A constante de tempo R C L é escolhida de forma a ser muito maior do que o período T do sinal assim o capacitor permanecerá quase totalmente carregado durante o tempo em que o diodo estiver em corte Segundo Malvino e Bates 2011 muito maior é pelo menos 100 vezes maior de modo que R C T L 100 15 Assimile O capacitor então funciona como uma fonte de tensão com valor VP volts por isso a tensão de saída da Figura 127 é um sinal grampeado positivamente Qualquer grampeador que satisfaça 15 é chamado de grampeador quase ideal Como estamos aproximando que a queda no diodo seja de 07 V quando está conduzindo a tensão no capacitor não chega a alcançar VP por isso o grampo não é perfeito e os picos negativos apresentam um nível de 07 V U1 Diodos e circuitos com diodos 41 Reflita O que acontecerá se invertermos a posição do diodo na Figura 127 Circuitos multiplicadores de tensão são usados associados com transformadores permitindo manter uma tensão de pico relativamente pequena no transformador e multiplicando a tensão de pico na saída por duas vezes ou mais O circuito da Figura 128 é um dobrador de tensão Durante o semiciclo negativo no secundário do transformador o diodo D1 conduz e o diodo D2 está cortado carregando o capacitor C1 até próximo à tensão de pico assim como vimos no circuito grampeador Durante o semiciclo positivo o diodo D1 está cortado e o diodo D2 conduzindo carregando o capacitor C2 Como o diodo D2 funciona como curto é possível somar as tensões ao longo da malha externa V V V P C C 1 2 0 V V V P P C 2 0 V V C P 2 2 16 No semiciclo negativo seguinte o diodo D2 não estará conduzindo e o capacitor C2 descarregará pela carga Figura 128 Circuito dobrador de tensão Fonte adaptada de Malvino e Bates 2011 p 130131 U1 Diodos e circuitos com diodos 42 Reflita Por que usar um circuito dobrador de tensão quando é possível mudar a relação de espiras de um transformador a fim de se obter um valor maior de tensão na saída A Figura 129 mostra uma extensão do circuito duplicador de tensão que produz três e quatro vezes o pico de entrada Naturalmente observando o padrão de conexão do circuito podemos concluir que adicionando mais diodos e capacitores podemos multiplicar ainda mais o nível de tensão de entrada Figura 129 Circuito triplicador e quadruplicador de tensão Fonte adaptado de Malvino e Bates 2011 p 131 Conforme vimos a análise de circuitos eletrônicos pode ser feita de duas maneiras a partir das características reais dos dispositivos utilizados ou por meio da aplicação de um modelo aproximado desses dispositivos Para saber mais sobre a análise por reta de carga e circuitos equivalentes do diodo recomendamos a leitura das Seções 22 e 19 respectivamente da obra a seguir BOYLESTAD R L NASHELSKY L Dispositivos eletrônicos e teoria de circuitos 11 ed São Paulo Pearson Education do Brasil 2013 Se estiver interessado em conhecer mais sobre os circuitos com diodo sugerimos a leitura do capítulo 4 do livro Pesquise mais U1 Diodos e circuitos com diodos 43 MALVINO A BATES D J Eletrônica diodos transistores e amplificadores 7 ed versão concisa Porto Alegre AMGH 2011 Sem medo de errar Conforme apresentado no início desta seção você precisa projetar um circuito de proteção que impeça o seu sintonizador FM de receber sinais de tensão mais altos Até o momento você já conheceu os circuitos ceifadores de tensão positivo e negativo além de ter visto que é possível combinar esses dois circuitos produzindo um circuito chamado de grampo de diodos para ceifar a tensão tanto positivamente quanto negativamente o que será bastante útil nessa aplicação Como queremos bloquear sinais menores do que 1 V aproximadamente podemos utilizar diodos de silício que geralmente tem queda de tensão quando polarizado diretamente de 07 V Assim se o sinal de entrada tiver uma tensão de pico maior do que 07 V o nosso grampo garante que o circuito sintonizador não receberá mais do que os 07 V Na Figura 130 temos um diagrama do circuito de proteção acoplado ao sintonizador FM Figura 130 Sintonizador FM com proteção por grampo de diodos Fonte elaborada pelo autor Avançando na prática Análise por reta de carga Descrição da situaçãoproblema A análise de circuitos eletrônicos pode ser feita a partir das características reais dos dispositivos utilizados ou por meio da U1 Diodos e circuitos com diodos 44 aplicação de um modelo aproximado desses dispositivos Embora os resultados obtidos utilizando as características reais possam ser um pouco diferentes dos alcançados por meio de aproximações devemos ter em mente que as características obtidas a partir de uma folha de dados podem ser um pouco diferentes das do dispositivo real usado na prática Portanto vamos imaginar que você precisa determinar o ponto de operação de um diodo em um circuito eletrônico Para fins didáticos vamos considerar que o circuito foi reduzido seu equivalente pode ser visto na Figura 131a e a curva característica do diodo utilizado é mostrada na Figura 131b Em uma primeira situação determine o ponto de operação de forma analítica Em seguida determineo de forma gráfica Resolução da situaçãoproblema Você precisa determinar o ponto de operação do diodo da Figura 131a e fará isso de duas maneiras analiticamente e graficamente De forma analítica temos A tensão de operação do diodo vale aproximadamente VF 0 6 V A tensão no resistor de polarização vale V V V R F 5 0 6 VR 4 4 V Figura 131 Análise por reta de carga a circuito com diodo b curva característica Fonte adaptada de Cruz e Choueri 2013 p 28 U1 Diodos e circuitos com diodos 45 A corrente de operação do diodo vale I V R F R 4 4 330 IF 13 33 mA De forma gráfica temos A corrente máxima no diodo equivale a I V R F 5 330 I F 15 mA A tensão máxima no diodo vale V F V V F 5 V Com esses valores é possível traçar a reta de carga sobre a curva característica do diodo obtendose o gráfico da Figura 132 Figura 132 Reta de carga e ponto quiescente Fonte adaptada de Cruz e Choueri 2013 p 29 Assim a corrente de operação do diodo obtida por esse método é IF 13 mA e a tensão VF 0 7 V Observe que os resultados obtidos pelos dois métodos são bastante próximos Agora refaça o segundo método mas utilize o modelo do diodo linear por partes no lugar da curva característica Você espera que o resultado seja muito diferente do obtido com a curva característica Compare o seu novo resultado com o obtido aqui U1 Diodos e circuitos com diodos 46 1 A análise de circuitos eletrônicos pode ser feita de duas maneiras a partir das características reais dos dispositivos utilizados ou por meio da aplicação de um modelo aproximado desses dispositivos Um modelo consiste em uma combinação de elementos escolhidos de maneira a representar as características reais de um dispositivo ou sistema em uma determinada região de operação A partir desse contexto relacione as três colunas a seguir sendo a primeira o tipo do modelo a segunda o modelo propriamente dito e a terceira a curva característica Faça valer a pena I Modelo linear por partes 1 a II Dispositivo ideal 2 b III Modelo simplificado 3 c Assinale a alternativa que contém a sequência correta de associações U1 Diodos e circuitos com diodos 47 a I2c II3a III1b b I3c II2a III1b c I2c II1b III3a d I1a II2b III3c e I2b II3c III1a 2 O circuito grampeador é utilizado para adicionar uma tensão contínua CC ao sinal Ou seja o grampeador desloca o nível de referência do sinal de corrente alternada CA normalmente zero para o nível CC Em relação ao circuito grampeador assinale a alternativa que caracteriza um circuito grampeador quase ideal a No circuito grampeador quase ideal a queda de tensão no diodo é nula b Nesse tipo de circuito a capacitância do capacitor deve ser pelo menos 100 vezes maior do que a resistência do resistor de carga C 100RL c Em tal circuito a constante de tempo R C L é pelo menos 100 vezes maior do que o período T R C T L 100 d O circuito em questão tem o período pelo menos 100 vezes maior do que a constante de tempo R C L 100T R C L e No circuito grampeador quase ideal a queda de tensão no diodo é 07 V 3 Embora o diodo seja um dispositivo bastante simples é muito versátil existindo uma gama de aplicações envolvendoo Considere o circuito da figura a seguir e a forma de onda de entrada Figura Circuito com diodo Fonte elaborada pelo autor Assinale a alternativa que apresenta a forma de onda da saída U1 Diodos e circuitos com diodos 48 a b c d e U1 Diodos e circuitos com diodos 49 Diversos circuitos eletrônicos necessitam de corrente contínua CC uma vez que as companhias de energia fornecem corrente alternada CA Um retificador converte CA em CC uma das aplicações mais simples e mais importantes dos diodos que são às vezes chamados de retificadores Para finalizar a unidade sobre diodos vamos discutir uma situação prática a fim de ajudálo a assimilar os conteúdos apresentados adiante É muito comum o profissional de eletrônica precisar fazer adaptações em algum eletroeletrônico já projetado e lançado no mercado É o caso por exemplo da cadeirinha de descanso para bebês vista na Figura 133 Seção 13 Diálogo aberto Circuitos retificadores com diodo Figura 133 Cadeira de descanso automática Fonte iStock Essa cadeirinha tem um circuito que proporciona um balanço automático com controle de velocidade melodias relaxantes e sons da natureza Embora o produto tenha tido uma aceitação elevada no mercado seus compradores em geral fazem reclamações sobre o gasto excessivo com pilhas pois a cadeira funciona com 4 pilhas do tipo C ligadas em série e por ter muitos recursos rapidamente as pilhas descarregam Além disso há o efeito ambiental negativo U1 Diodos e circuitos com diodos 50 pois o uso de pilhas gera um tipo de resíduo perigoso se não for descartado corretamente Diante desse cenário imagine que você deverá elaborar o projeto de atualização do produto para uma empresa modificando o circuito de alimentação da cadeirinha para que ela também possa ser ligada em uma tomada da rede elétrica Considere no seu projeto que este produto será vendido na região que opera com tensão de 120 V nas residências e que você tem a sua disposição um pequeno transformador com relação de espiras 121 e alguns componentes eletrônicos como diodos resistores e capacitores Considere também que o circuito da cadeira tem uma potência de 06 W Com isso você acha que é possível projetar um circuito para que a cadeira passe a funcionar ligada na tomada Use sua criatividade e projete tal atualização para o circuito do produto Para dar andamento em seu projeto a seguir serão apresentados os conhecimentos teóricos pertinentes a esse problema Bons estudos Não pode faltar A corrente alternada flui em ambas as direções pelo condutor e a corrente contínua em apenas uma direção Como os diodos permitem que a corrente flua em apenas uma direção eles podem ser utilizados como retificadores SCHULER 2013 No Brasil a tensão alternada fornecida para as casas é padronizada em 220127 V CA ou 380220 V CA dependendo do estado na frequência de 60 Hz Os circuitos eletrônicos geralmente operam com tensões mais baixas e isso é resolvido com a utilização de transformadores abaixadores A Figura 134a mostra um circuito retificador de meia onda O transformador utilizado tem uma relação de tensão 101 portanto a tensão de entrada do circuito retificador VE é uma tensão de 12 V CA A carga representada por RL pode ser um circuito eletrônico uma bateria que está sendo carregada ou mesmo algum outro dispositivo Para facilitar nossa análise consideraremos o diodo empregado como ideal Durante os U1 Diodos e circuitos com diodos 51 semiciclos positivos o diodo estará conduzindo mas não conduzirá durante os semiciclos negativos O diodo é posicionado em série com a carga e por isso eles compartilham a mesma corrente Então como a corrente na carga flui em apenas uma direção ela é uma corrente contínua A corrente direta flui pela carga ocasionando uma tensão CC VS pulsante de meia onda como pode ser visto na Figura 134b Note também que se antes a tensão de entrada tinha um valor médio nulo pois a área acima do eixo é igual a área abaixo do eixo agora a tensão de saída tem uma área resultante média acima do eixo indicada por Vméd na Figura 134b e valor determinado por V VP méd 0 318 17 em que VP é o valor de pico da onda Figura 134 Retificador de meia onda a circuito b relação entradasaída Fonte adaptada de Schuler 2013 p 73 Reflita Como seria a forma de onda da saída VS se o diodo retificador da Figura 134a tivesse sua polaridade invertida E ainda como seria a forma de onda da saída VS na Figura 134b se considerássemos a queda de tensão de polarização no diodo de 07 V Poderíamos calcular o valor médio desse sinal utilizando a expressão 17 U1 Diodos e circuitos com diodos 52 Em geral os retificadores de meia onda têm sua aplicação limitada à baixa potência pois por não fornecerem nenhuma corrente de carga durante metade do tempo eles disponibilizam apenas metade da energia fornecida pela fonte de entrada CA durante um ciclo Aplicações de alta potência necessitam receber grande quantidade de energia em um certo período Uma maneira de sanar essa necessidade é com um circuito retificador de onda completa com tap central mostrado na Figura 135a O transformador utilizado tem uma relação de espiras 51 mas com uma derivação central o tap central que nos permite estabelecer o sinal de entrada 12 V CA em cada seção do secundário do transformador Note na Figura 135a que o tap central está aterrado sendo portanto nosso referencial Assim as tensões de entrada em cada seção do secundário VE1 e VE2 são defasadas em 180 como pode ser visto na Figura 135b Figura 135 Retificador de onda completa com tap central a circuito b relação entradasaída Fonte adaptado de Schuler 2013 p 76 U1 Diodos e circuitos com diodos 53 Para nossa análise vamos considerar como referência a tensão de entrada VE no primário do transformador O semiciclo positivo de VE é coincidente com o semiciclo positivo de VE1 e com o semiciclo negativo de VE2 de modo que D1 conduzirá e D2 não A corrente sai do terminal superior do secundário do transformador flui pelo diodo D1 pela carga e retorna ao transformador pela derivação central Durante o semiciclo negativo de VE VE1 encontra se no seu semiciclo negativo e VE2 no seu semiciclo positivo agora D2 conduzirá e D1 não Nesse momento a corrente sai do terminal inferior do secundário do transformador flui pelo diodo D2 pela carga e retorna ao transformador pela derivação central Note que o sentido da corrente vista pela carga é o mesmo em ambos os semiciclos Portanto como a direção da corrente nunca muda a tensão de carga VS é contínua o que pode ser visto na Figura 135b Uma vez que a área acima do eixo para o ciclo completo agora é o dobro da área obtida para um retificador de meia onda o valor da tensão média também é dobrado Agora V VP méd 0 636 18 É importante notar também que a frequência do sinal de saída é o dobro da frequência do sinal de entrada Isso acontece porque enquanto no sinal de entrada um período intervalo de tempo onde não há repetição do sinal abrange dois semiciclos o positivo e o negativo no sinal de saída esse período volta a se repetir a cada semiciclo ou seja na metade do tempo do sinal de entrada Retificadores de onda completa com tap central podem ser construídos com dois diodos em encapsulamentos diferentes ou por um único encapsulamento contendo dois diodos como o TO220AB mostrado na Figura 136 Assimile Figura 136 Retificador encapsulamento TO220AB Fonte adaptado de Schuler 2013 p 76 U1 Diodos e circuitos com diodos 54 Uma desvantagem desse tipo de retificador é o fato de o transformador precisar ter um tap central o que nem sempre ocorre Segundo Schuler 2013 existem situações em que não é desejável o uso de nenhum tipo de transformador por causa das restrições de tamanho peso ou custo do projeto Nesses casos é possível montar um circuito retificador de onda completa em ponte utilizando quatro diodos como pode ser visto na Figura 137a Figura 137 Retificador de onda completa em ponte a circuito b resposta ao semiciclo positivo c resposta ao semiciclo negativo Fonte adaptado de Schuler 2013 p 78 U1 Diodos e circuitos com diodos 55 Para entendermos o funcionamento da ponte retificadora vamos analisar o seu funcionamento em dois momentos o semiciclo positivo e o semiciclo negativo A Figura 137b mostra o funcionamento do circuito durante o semiciclo positivo da entrada CA VE Nele os diodos D1 e D2 estão conduzindo enquanto D3 e D4 estão cortados Por isso a corrente sai da fonte pelo terminal marcado com o sinal positivo passa pelo diodo D1 pela carga pelo diodo D2 e volta à fonte pelo terminal marcado com o sinal negativo Já a Figura 137c mostra o funcionamento do circuito no semiciclo negativo da entrada Nesse semiciclo são os diodos D3 e D4 que estão conduzindo e D1 D2 estão cortados Agora a corrente sai da fonte pelo terminal marcado com o sinal positivo note que agora ele está em outro lugar passa pelo diodo D4 pela carga pelo diodo D3 e volta à fonte pelo terminal marcado com o sinal negativo Como você já deve ter percebido a corrente sempre flui da direita para a esquerda por meio da carga Para determinar a polaridade da corrente contínua na carga basta escolher em quais dos seus terminais direito ou esquerdo será colocado o terra O retificador de onda completa em ponte requer quatro diodos isolados em encapsulamentos diferentes ou um encapsulamento único contendo quatro diodos conectados em ponte como os exemplos mostrados na Figura 138 Assimile Figura 138 Retificador encapsulamento TO220AB Fonte adaptado de Schuler 2013 p 78 U1 Diodos e circuitos com diodos 56 É de grande importância para o projeto de um retificador considerar a tensão de pico inversa do diodo sendo a sua tensão máxima nominal Tensões superiores à máxima nominal na região de polarização reversa ocasionará a entrada do diodo na região de avalanche Portanto devemos sempre escolher para o nosso projeto diodos com a tensão de pico inversa maior do que a tensão de pico do sinal de entrada do retificador Como vimos até agora um problema prático que os retificadores enfrentam é o de que a corrente contínua pulsante não serve para ser utilizada diretamente na maioria dos circuitos eletrônicos SCHULER 2013 Por isso é necessário algo próximo a uma corrente contínua pura ou constante como seria obtido com uma bateria por exemplo A corrente CC pulsante não é pura porque ela contém uma componente CA chamada ondulação Segundo Schuler 2013 grande parte da ondulação pode ser removida com a utilização de filtros A técnica mais comum utilizada para filtragem é a conexão de um capacitor em paralelo com a saída como pode ser visto na Figura 139a A forma de onda da tensão na carga VS na Figura 139b mostra que a ondulação é significativamente reduzida pela adição do capacitor Capacitores são dispositivos armazenadores de energia eles podem ser carregados eletricamente pela fonte e posteriormente devolver essa carga elétrica para a carga Quando o retificador está produzindo o valor de pico da saída a corrente de carga está fluindo e carregando o capacitor Depois quando a tensão Figura 139 Retificador de onda completa com filtro capacitivo a circuito b forma de onda da saída Fonte adaptado de Schuler 2013 p 85 U1 Diodos e circuitos com diodos 57 no retificador começa a diminuir o capacitor passa a descarregar fornecendo corrente à carga Como esta corrente de carga está sempre sendo mantida a tensão de carga também se manterá SCHULER 2013 A eficiência do filtro capacitivo é determinada considerando se os seguintes fatores o tamanho do capacitor o valor da carga e o tempo entre os pulsos relacionados pela equação t R C 19 em que t é a constante de tempo do circuito em segundos R a resistência em ohms e C a capacitância em Farads Um capacitor leva aproximadamente 5T segundos para descarregar completamente A escolha de um filtro capacitivo pode ser feita utilizandose a seguinte relação C I V T P P 110 em que T é o período em segundos VP P é a ondulação de pico a pico em volts e I a corrente de carga em ampères Vamos determinar a eficiência relativa entre a aplicação de capacitores de 100 F µ e 1000 F µ em um filtro para um retificador de meia onda em 60 Hz com uma carga de 100 W Para isso primeiro devemos encontrar as duas constantes de tempo T1 6 100 0 01 100 10 s T2 6 100 0 1 1000 10 s O tempo entre dois picos em um retificador de meia onda operando em 60 Hz é de aproximadamente 0016 s portanto o filtro com o capacitor de menor valor de capacitância descarregará durante aproximadamente uma constante de tempo gerando um valor significativo de ondulação Assim o capacitor de 1000 F µ atuará de maneira mais efetiva como filtro Exemplificando U1 Diodos e circuitos com diodos 58 Vamos escolher um filtro capacitivo para um circuito retificador de onda completa alimentado por uma fonte em 100 kHz de modo que quando a corrente de carga for 5 A o valor de ondulação será de no máximo 1 VP P O primeiro passo para obter o valor do capacitor é calcular o período da tensão de saída Como se trata de um retificador de onda completa a sua frequência é o dobro da do sinal de entrada assim T f 1 1 2 5 100 103 s µ Em seguida podemos aplicar a relação 110 de modo que C 5 1 25 5 10 6 F µ Portanto é necessário um capacitor de 25 F µ para filtrar a tensão de saída desse circuito retificador de onda completa Exemplificando A tensão de saída nos retificadores tende a mudar caso a carga mude ou quando a tensão de entrada variar o que pode ocasionar um mal funcionamento de alguns circuitos eletrônicos Nesses casos é necessário regular a saída do retificador Quando combinamos transformador retificador filtro e regulador temos uma fonte de tensão regulada como pode ser visto no diagrama de blocos da Figura 140 Os reguladores podem ser circuitos complexos que utilizam circuitos integrados e transistores Mas para algumas aplicações podemos usar um simples regulador Zener paralelo chamado também de regulador shunt Esse regulador é um diodo Zener colocado em paralelo com a carga Se a tensão nos terminais do diodo for constante a tensão na carga também será Figura 140 Diagrama de blocos de uma fonte de tensão regulada Fonte adaptado de Schuler 2013 p 98 U1 Diodos e circuitos com diodos 59 O diodo Zener cujo símbolo é visto na Figura 141 é um dispositivo eletrônico semelhante ao diodo semicondutor que conhecemos mas especialmente projetado para trabalhar sob o regime de condução inversa Quando o diodo Zener atinge a tensão Zener geralmente menor do que a tensão de ruptura de um diodo comum o dispositivo passa a permitir a passagem de correntes bem maiores do que a corrente de saturação inversa mantendo constante a tensão em seus terminais Segundo Braga 2017 os diodos Zener tipicamente apresentam tensões entre 18 V e 200 V como podemos ver no Quadro 13 que traz a tensão a potência e a nomenclatura comercial americana para os diodos Zener mais comuns Figura 141 Diodo Zener Fonte elaborada pelo autor Quadro 13 Tipos mais comuns de diodo Zener Potência Watts Tensão 025 04 05 10 15 50 100 500 18 1N4614 20 1N4615 22 1N4616 24 1N4617 1N4370 27 1N4618 1N4370 30 1N4619 1N4372 1N5987 33 1N4620 1N5518 1N5988 1N4728 1N5913 1N5333 36 1N4621 1N5519 1N5989 1N4729 1N5914 1N5334 39 1N4622 1N5520 1N5844 1N4730 1N5915 1N5335 1N3993 1N4549 47 1N4624 1N5522 1N5846 1N4732 1N5917 1N5337 1N3995 1N4551 56 1N4626 1N5524 1N5848 1N4734 1N5919 1N5339 1N3997 1N4553 62 1N4627 1N5525 1N5850 1N4735 1N5341 1N4553 75 1N4100 1N5527 1N5997 1N4737 1N3786 1N5343 1N4000 1N4556 100 1N4104 1N5531 1N6000 1N4740 1N3789 1N5347 1N2974 1N2808 U1 Diodos e circuitos com diodos 60 120 1N4106 1N5532 1N6002 1N4742 1N3791 1N5349 1N2976 1N2810 140 1N4108 1N5534 1N5860 1N5351 1N2978 1N2812 160 1N4110 1N5536 1N5862 1N4745 1N3794 1N5353 1N2980 1N2814 20 1N4114 1N5540 1N5866 1N4747 1N3796 1N5357 1N2984 1N2818 24 1N4116 1N5542 1N6009 1N4749 1N3798 1N5359 1N2986 1N2820 28 1N4119 1N5544 1N5871 1N5362 60 1N4128 1N5264 1N5371 100 1N4135 1N985 1N4764 1N3813 1N5378 1N3005 120 1N987 1N6026 1N3046 1N5951 1N5380 1N3008 1N2841 Fonte adaptado de httpwwwnewtoncbragacombrindexphpartigos49curiosidades3983art540 html Acesso em 7 jun 2018 O mais simples regulador Zener é mostrado na Figura 142 Como nesse caso a tensão CC e o resistor de carga são fixos podemos dividir a análise desse circuito em duas etapas Primeiramente determinamos o estado do diodo Zener removendoo do circuito e calculando a tensão através do circuito aberto resultante como visto na Figura 143a aplicando a regra do divisor de tensão V V R V R R L L CC Z L 111 em que VL é a tensão na carga e VCC a tensão fornecida pela entrada CC Se V ³VZ o diodo Zener está ligado e pode ser substituído na análise pelo modelo equivalente apropriado Figura 142 Regulador shunt com diodo Zener Fonte adaptado de Schuler 2013 p 99 U1 Diodos e circuitos com diodos 61 Por outro lado se V VZ o diodo está desligado e pode ser substituído por um circuito aberto como equivalente O estado ligado resulta no circuito da Figura 143b de modo que V V L Z 112 A corrente no diodo Zener deve ser determinada aplicandose a Lei de Kirchhoff para corrente I I I Z L 113 em que I V R L L L e I V R V V R R Z CC L Z Z Figura 143 Análise do regulador shunt com diodo Zener a determinação do estado do diodo b substituição do equivalente Zener para estado ligado Fonte elaborada pelo autor É simples projetar um regulador shunt pois apenas alguns cálculos simples são necessários Como podemos ver nesse exemplo de Schuler 2013 suponha que uma fonte de alimentação forneça 16 V e que a carga necessite de uma tensão regulada em 12 V Portanto a diminuição de tensão deve ser de 4 V Esse valor deverá ser a queda de tensão nos terminais de RZ mostrado na Figura 142 Considere por exemplo que a corrente de carga seja de 100 mA e que se deseje especificar a corrente no Zener como sendo 50 mA Com isso calculamos o valor de RZ como R V I Z total 4 0 1 0 05 26 67 Ω O valor comercial de resistor mais próximo a esse valor é 27 W Exemplificando U1 Diodos e circuitos com diodos 62 A potência dissipada no resistor é calculada como P V I 4 0 15 0 6 W Podemos usar um resistor de 1 W ou até mesmo um maior de 2 W para aumentar a confiabilidade A potência dissipada no diodo será P V I 12 0 05 0 6 W A princípio um diodo Zener de 1 W parece ser uma escolha adequada Porém se a carga for desconectada o Zener terá de dissipar uma potência consideravelmente maior pois toda a corrente 150 mA fluirá pelo Zener Portanto P V I 12 0 15 1 8 W De modo que seria melhor escolher um Zener de 5 W E se a carga demande mais corrente Suponha que no exemplo anterior a corrente de carga aumente para 200 mA Assim a queda no resistor RZ seria de 54 V causando uma diminuição na queda de tensão na carga para 106 V Nesse caso o regulador não está mais funcionando pois reguladores Zener trabalham apenas em valores que estão acima daqueles em que o Zener para de conduzir Como mostra a Figura 144 a região da curva próxima ao joelho apresenta uma regulação pobre Figura 144 Curva característica de um diodo Zener Fonte Schuler 2013 p 99 U1 Diodos e circuitos com diodos 63 Em muitas aplicações práticas pode ser desejável obter tensões diferentes das fornecidas pelos diodos individualmente sendo realizada sua ligação em série Mas devemos tomar um certo cuidado ao fazer esse tipo de ligação para que a dissipação seja uniforme e para que não ocorram outros problemas de operação os valores dos diodos devem ser mantidos os mais próximos possíveis Por exemplo para obter 15 V podemos ligar dois Zener de 75 V em série mas deve se evitar o uso de um diodo de 12 V com um de 30 V BRAGA 2017 Relembrando você precisa atualizar o circuito de um produto eletroeletrônico para eliminar o uso de pilhas construindo uma fonte de alimentação CC Seu primeiro passo é calcular a tensão necessária para alimentar a carga nesse caso a própria cadeira de descanso Como já sabemos ela funciona com quatro pilhas do tipo C ligadas em série Como cada pilha fornece 15 V a tensão de carga é dada por VL 4 1 5 6 V Como a potência do circuito é de 06 W a corrente de carga pode ser obtida como IL 0 6 6 100 mA Extrapole o conteúdo apresentado nessa unidade e procure aprender mais sobre diodos Para começar recomendamos a leitura da Seção 213 p 90100 que traz aplicações práticas do diodo do livro BOYLESTAD R L NASHELSKY L Dispositivos eletrônicos e teoria de circuitos 11 ed São Paulo Pearson Education do Brasil 2013 Em seguida no capitulo 5 Diodos para aplicações especiais do livro MALVINO A BATES D J Eletrônica diodos transistores e amplificadores 7 ed concisa Porto Alegre AMGH 2011 Pesquise mais Sem medo de errar U1 Diodos e circuitos com diodos 64 O seu transformador tinha uma relação de espiras de 121 portanto ele é capaz de fornecer quando ligado na tomada uma tensão de 10 V CA Com essas informações vamos começar o projeto da fonte de tensão CC pelo retificador e como esse transformador não apresentava tap central será preciso montar um circuito em ponte para uma retificação completa Agora vamos calcular o capacitor para o filtro afinal não queremos que haja uma ondulação alta na tensão fornecida para o circuito Como projetamos um retificador de onda completa a frequência da tensão fornecida por ele é o dobro da do sinal de entrada de modo que o seu período é dado por T f m 1 1 2 8 3 60 s A escolha da quantidade de ondulação permitida é uma decisão do projetista Se desejarmos uma ondulação de no máximo 1 VP P que representa 10 da tensão de pico e portanto um valor razoável para o nosso projeto aplicando a relação 110 temos C 0 1 1 830 8 3 10 3 F µ Assim o valor do capacitor deve ser maior ou igual a 830 F µ e o valor comercial mais próximo que você encontrou foi de 1000 F µ Nesse momento temos um retificador que fornece uma tensão de 10 V CC com ondulação de 1 VP P e sabemos que a carga necessita de uma tensão regulada em 6 V Portanto a diminuição de tensão deve ser de 4 V Esse valor deverá ser a queda de tensão nos terminais de RZ assim sendo a corrente de carga de 100 mA e fazendo a corrente no Zener como sendo 50 mA temos R V I Z total 4 0 1 0 05 26 67 Ω A potência dissipada no resistor é calculada como P V I 4 0 15 0 6 W U1 Diodos e circuitos com diodos 65 Optaremos por usar um resistor de 27 W de 2 W para aumentar a confiabilidade A potência dissipada no diodo será P V I 6 0 05 0 3 W Mais uma vez para aumentar a confiabilidade se considerarmos que a carga for desconectada o Zener terá de dissipar uma potência consideravelmente maior pois toda a corrente 150 mA fluirá pelo Zener Portanto P V I 6 0 15 0 9 W Logo podemos usar um diodo Zener de 1 W O projeto do circuito pode ser visto na Figura 145 Regulador Zener Descrição da situaçãoproblema Segundo Braga 2017 o diodo Zener é um dispositivo eletrônico fundamental no projeto de diversos tipos de fontes reguladores de tensão referências ou circuitos de limitação de sinais e como vimos ele é um tipo de diodo especial que pode operar no sentido inverso sem que a tensão de ruptura o danifique Na eletrônica é muito comum que em determinados circuitos desejese que a tensão de saída seja estável ou seja isenta de qualquer variação ou ondulação Podemos tomar como exemplo os equipamentos odontológicos que funcionam com um micromotor Figura 145 Fonte de tensão regulada Fonte elaborada pelo autor Avançando na prática U1 Diodos e circuitos com diodos 66 CC como o mostrado na Figura 146 A tensão de alimentação do motor não pode variar pois isso causaria variação na velocidade de rotação e consequentemente trepidação no instrumento prejudicando a prática do profissional Portanto vamos imaginar a seguinte situação de projeto o equipamento odontológico é ligado na rede elétrica e para alimentar o motor CC já foi projetada uma fonte de tensão CC com uma ondulação de 14 V a 16 V Porém notamse recorrentes trepidações no manuseio do equipamento Dessa forma surgem os seguintes questionamentos é possível evitar as trepidações no motor CC por meio de um regulador de tensão Nesse projeto considere que o motor CC é alimentado com uma tensão de 10 V e uma corrente de 10 mA Resolução da situaçãoproblema Nesse caso a saída mais simples e eficiente é projetar um regulador de tensão com o diodo Zener como pode ser visto no circuito da Figura 147 Figura 146 Instrumento odontológico com micromotor elétrico Fonte httpswwwistockphotocombrfotodentistalocalcomuminstrumentodecorte gm674266362124426063 Acesso em 7 jun 2018 Figura 147 Regulador de tensão Fonte elaborada pelo autor U1 Diodos e circuitos com diodos 67 1 Segundo Schuler 2013 a corrente alternada flui em ambas as direções pelo condutor e a corrente contínua em apenas uma direção Como os diodos permitem que a corrente flua em apenas uma direção eles podem ser utilizados como retificadores Para isso podemos modelar o motor CC como uma resistência de carga dada por R V I L 10 10 1 10 3 kΩ Agora é preciso escolher o valor de RZ que leve o diodo para seu estado ligado Primeiramente removemos o diodo do circuito e aplicamos a regra do divisor de tensão V R V R R L L CC Z L Como queremos o diodo em seu estado ligado V V L ³ Z utilizaremos o pior caso da tensão de entrada VCC 14 V assim V R L Z 1000 14 1000 Portanto 1000 14 1000 10 RZ 14000 10 1000 RZ RZ 1000 1400 RZ 400 Ω Dessa forma podemos usar qualquer resistor menor do que 400 W para que o diodo Zener esteja ligado Comercialmente temos o resistor de 390 W Faça valer a pena U1 Diodos e circuitos com diodos 68 Nesse contexto avalie as afirmações a seguir I Em um retificador de onda completa e transformador com tap central o valor médio da tensão de saída é o dobro do valor médio da tensão de saída de um retificador de meia onda II Em um retificador de onda completa em ponte o valor médio da tensão de saída é quatro vezes o valor médio da tensão de saída de um retificador de meia onda III O circuito retificador em ponte embora use mais diodos do que o retificador de onda completa com transformador com tap central geralmente é desejável economicamente por questões de projeto como o tamanho do transformador É correto o que se afirma em a I e II apenas b II e III apenas c I e III apenas d I apenas e III apenas 2 Segundo Schuler 2013 capacitores são dispositivos armazenadores de energia que podem ser carregados pela fonte e posteriormente devolver essa carga elétrica para a carga Enquanto o retificador produz o valor de pico da saída a corrente de carga flui e carrega o capacitor Depois quando a tensão no retificador começa a diminuir o capacitor passa a descarregar fornecendo corrente à carga Como essa corrente de carga está sempre sendo mantida a tensão de carga também se manterá Escolha um filtro capacitivo para um circuito retificador de meia onda alimentado na rede de modo que quando a corrente de carga for 1 A o valor da ondulação seja menor ou igual a 2 VP P Assinale a alternativa que contém o valor do capacitor correto a 8 3 F µ b 8300 F c 8300 mF d 8 3 F e 8300 F µ U1 Diodos e circuitos com diodos 69 3 O diodo Zener é um dispositivo eletrônico fundamental no projeto de diversos tipos de fontes reguladores de tensão referências ou circuitos de limitação de sinais Como vimos ele é um tipo de diodo especial que pode operar no sentido inverso sem que a tensão de ruptura o danifique Considere o circuito da figura a seguir Assinale a alternativa que indica o estado do diodo e a potência dissipada por ele a Ligado 5 mW b Desligado 5 mW c Ligado nula d Desligado nula e Ligado 5 W Figura Regulador de tensão Fonte elaborada pelo autor BOYLESTAD R L NASHELSKY Louis Dispositivos eletrônicos e teoria de circuitos 11 ed São Paulo Pearson Education do Brasil 2013 BRAGA N C Séries comuns de diodos zener 2017 Disponível em httpwww newtoncbragacombrindexphpartigos49curiosidades3983art540html Acesso em 7 jun 2018 CALISTER W D RETHWISCH D G Ciência e engenharia dos materiais 9 ed Rio de Janeiro LTC 2018 CRUZ E C A CHOUERI JÚNIOR S Eletrônica aplicada 2 ed São Paulo Editora Érica Ltda 2013 MALVINO A BATES D J Eletrônica diodos transistores e amplificadores 7 ed concisa Porto Alegre AMGH 2011 MARQUES A E B CHOUERI JÚNIOR S CRUZ E C A Dispositivos semicondutores diodo e transistores 13 ed São Paulo Editora Érica Ltda 2013 NOVA ELETRONICA Rádio galena o rádio de cristal o início da era dos semicondutores Disponível em httpblognovaeletronicacombrradiogalenao iniciodaeradossemicondutores Acesso em 7 jun 2018 SCHULER C Eletrônica I 7 ed Porto Alegre AMGH 2013 TAITRON Components incorporated Germanium Glass Diode 1N601N60P São Paulo TAITRON Components incorporated e representações do Brasil Ltda sd Disponível em httpswwwposttenebraslabchwikimediaprojectsdiodegermanium1n60 03vpdf Acesso em 25 maio 2018 THOMSON J J Cathode Rays Philosophical Magazine Sl v 44 p 293 1897 Referências Unidade 2 Os transistores são dispositivos de estado sólido semelhantes aos diodos estudados na unidade anterior No entanto são mais complexos e podem ser utilizados de diversas formas e por isso podemos dizer que o transistor é o componente ativo mais importante na eletrônica e sua descoberta tornou possível a revolução dos computadores e equipamentos eletrônicos Atualmente os transistores têm substituído quase todos os dispositivos eletromecânicos a maioria dos sistemas de controle aparecem em grandes quantidades em tudo que envolva eletrônica desde os computadores aos carros Na prática hoje seria difícil encontrar um equipamento eletrônico que não possua um transistor em seu circuito seja como um componente discreto ou internamente em um circuito integrado CI que pode possuir até mesmo milhões de transistores Mesmo com a evolução de eletrônica para o mundo da microeletrônica dos circuitos integrados é de extrema importância que o profissional de eletrônica conheça as características e funcionamento dos transistores pois mesmo internamente em um CI as propriedades do transistor pouco mudam Há dois tipos principais de transistores nesta unidade aprenderemos sobre transistores bipolar de junção TBJs enquanto a próxima unidade tratará dos transistores de efeito de campo hoje o tipo dominante em eletrônica digital Apenas fazendo uma comparação superficial os TBJs se destacam pela precisão e baixo nível de ruído enquanto Convite ao estudo Transistores bipolares de junção TBJ os FETs se destacam pelo baixo consumo de potência alta impedância e comutação de alta corrente Na primeira seção apresentaremos os aspectos básicos dos TBJs como sua construção e operação e suas configurações de uso Na segunda seção trataremos da polarização dos TBJs para isso mostraremos o ponto quiescente e a reta de carga em um transistor e os principais circuitos de polarização na configuração emissor comum Por fim na terceira seção faremos uma análise CA dos TBJs como amplificadores Dessa forma surgem as seguintes questões quais as aplicações dos TBJs e FETs Como os circuitos integrados estão presentes no cotidiano do profissional de engenharia elétrica Para aprimorar seus conhecimentos além do conteúdo teórico nesta unidade apresentaremos situações práticas que podem ocorrer no dia a dia do profissional de eletrônica Tomaremos como exemplo o caso de um circuito amplificador de áudio visto em seu diagrama de blocos na Figura 21 Figura 21 Diagrama de blocos de um amplificador de áudio Fonte elaborada pelo autor Embora este amplificador seja bastante simples ele pode ter muitas aplicações como amplificar o som captado por um microfone de eletreto ou por um captador magnético de uma guitarra ou ainda amplificar o sinal de um intercomunicador Como estudo de caso focaremos apenas no estágio de pré amplificação nesta seção faremos a escolha da configuração mais adequada para utilizar o transistor nesse tipo de amplificador na segunda seção projetaremos o circuito de polarização e por fim na Seção 23 faremos a análise AC O conhecimento adquirido aqui facilmente poderá ser aplicado em outros casos de uso do transistor bipolar de junção U2 Transistores bipolares de junção TBJ 19 Se entre os anos de 1904 e 1947 a válvula foi o dispositivo eletrônico de maior interesse e desenvolvimento em 1947 John Bardeen Walter Brattain e William Shockley Figura 22a inventavam no Bell Labs um pequeno dispositivo semicondutor chamado transistor e isso mudaria o mundo MACNEIL 2016 O transistor original um transistor de contato de ponto mostrado na Figura 21b era menor e mais leve não precisava ser aquecido para funcionar e por isso não apresentava perdas por aquecimento O que deixava ele com grande vantagem em relação às válvulas Hoje o transistor é o componente essencial de um circuito eletrônico desde um simples amplificador ou oscilador até o computador digital mais elaborado Os circuitos integrados CIs que têm substituído em grande parte os circuitos construídos a partir de transistores discretos são eles próprios apenas matrizes de Seção 21 Diálogo aberto Aspectos básicos dos TBJs Figura 22 a Bardeen Brattain e Shockley b primeiro transistor de ponto de contato Fonte httpscommonswikimediaorgwikiFileBardeenShockleyBrattain1948JPG Acesso em 22 maio 2018 b httpwwwcomputerhistoryorgsiliconengineinventionofthepointcontacttransistor Acesso em 22 maio 2018 U2 Transistores bipolares de junção TBJ 20 transistores e outros componentes construídos a partir de um único chip de material semicondutor Por isso mesmo que hoje a grande maioria de seus circuitos seja feita de CIs um bom entendimento do funcionamento dos transistores é essencial pois você precisa entender as propriedades de entrada e saída do CI a fim de conectá lo ao restante do seu circuito e ao mundo exterior Para fixar os conhecimentos a serem adquiridos adiante vamos pensar em uma situação prática envolvendo o emprego de transistores bastante comum no campo da eletroeletrônica o uso do transistor com amplificador Para isso consideraremos o circuito de préamplificação do amplificador de áudio da Figura 21 Nessa primeira etapa vamos nos concentrar em responder duas perguntas básicas qual é a configuração de uso do transistor mais adequada para ser usado como amplificador Considerando que a corrente de entrada para polarização desse circuito é de aproximadamente 4 8 A µ e a sua corrente de saída é de 2 mA qual é o ganho de corrente desse transistor Indique também um transistor comercial que pode ser usado no amplificador A seguir apresentaremos os conhecimentos teóricos para te ajudar nessa etapa de projeto Bons estudos Não pode faltar O transistor é um dispositivo semicondutor de três camadas que tem como propriedade a capacidade de poder controlar a corrente que flui por ele Ele pode consistir em duas camadas do tipo p e uma camada do tipo n ou em duas camadas do tipo n e uma camada do tipo p No primeiro caso o mesmo é denominado transistor pnp e no segundo transistor npn como mostrados na Figura 23 com a polarização apropriada A sigla TBJ de transistor bipolar de junção em inglês BJT bipolar junction transistor é aplicada a esse dispositivo de três terminais Uma vez que as lacunas e elétrons participam do processo de injeção Assimile U2 Transistores bipolares de junção TBJ 21 Figura 23 Tipos de transistor a pnp e b npn Fonte adaptada de Boylestad e Nashelsky 2013 p 116 Os terminais da extremidade são chamados de emissor E e coletor C e a camada central de base B A camada do emissor é fortemente dopada e tem como função emitir portadores de carga para a camada da base que tem uma dopagem média de modo que a maioria dos portadores lançados pelo emissor conseguem atravessála O coletor possui uma dopagem leve e coleta os portadores que vem da base As camadas externas possuem largura maiores que as camadas internas de material do tipo p ou n Segundo Boylestad e Nashelsky 2013 a razão entre a largura total e a largura da camada central pode ser de 1501 Ainda a dopagem da camada interna também é consideravelmente menor em relação às externas normalmente 110 ou menos contribuindo para reduzir a condutividade aumentar a resistência desse material limitando o número de portadores livres O transistor é hermeticamente fechado em um encapsulamento plástico ou metálico No Quadro 21 podemos ver exemplos de transistores o código do seu encapsulamento e a sua potência máxima no material com polarização opostas elucida a utilização do termo bipolar BOYLESTAD NASHELSKY 2013 Se apenas um portador é empregado elétron ou lacuna o dispositivo é considerado unipolar como é o caso do diodo Schottky U2 Transistores bipolares de junção TBJ 22 Quadro 21 Aspecto físico dos transistores Fonte adaptado de Marques 2013 p 110 Para descrever a operação básica de um transistor usaremos o transistor pnp da Figura 23a mas salientamos que a operação de um transistor npn é exatamente igual desde que troquemos as lacunas pelos elétrons Na Figura 24a o transistor pnp está sujeito somente à polarização baseemissor ou seja sem a polarização basecoletor A região de depleção teve a largura reduzida devido à diferença de potencial aplicada resultando em um denso fluxo de portadores majoritários do material do tipo p para o material do tipo n Note que essa situação é semelhante ao diodo polarizado diretamente da unidade anterior Em uma segunda situação Figura 24b removemos a polarização baseemissor do transistor pnp e voltamos com a polarização base coletor Nesse caso o fluxo de portadores majoritários é nulo o que resulta em apenas um pequeno fluxo dos portadores minoritários causando inclusive um aumento da camada de depleção Essa situação é análoga ao diodo reversamente polarizado Resumindo nos TBJs uma junção pn é polarizada diretamente enquanto a outra é polarizada reversamente Lembrese Em um material do tipo p as lacunas são os portadores majoritários e os elétrons são os portadores minoritários No material tipo U2 Transistores bipolares de junção TBJ 23 Figura 24 Polarização de um transistor a direta e b reversa e c fluxo resultante dos portadores majoritários e minoritários Fonte adaptada de Boylestad e Nashelsky 2013 p 117 Na Figura 24c os dois potenciais de polarização são aplicados ao transistor pnp e o fluxo resultante dos portadores majoritários e minoritários é indicado Ao observar a largura das regiões de depleção notase que a junção baseemissor está polarizada diretamente e que a basecoletor está polarizada reversamente Segundo Boylestad e Nashelsky 2013 muitos portadores majoritários se difundirão no material do tipo n através da junção pn polarizada diretamente Como o material interno do tipo n é muito fino e tem baixa condutividade um número muito baixo de n temos a situação inversa elétrons como portadores majoritários e lacunas como portadores minoritários U2 Transistores bipolares de junção TBJ 24 portadores majoritários seguirá para o terminal de base contribuindo para a formação da corrente de base IB que tem valor da ordem de microampères Ainda segundo os autores no caso da corrente de coletor IC e de emissor IE têm valor da ordem de miliampères Dessa forma podemos deduzir que a maior parte dos portadores majoritários entra através da junção polarizada reversamente no material do tipo p conectado ao terminal coletor Isso ocorre porque quando a junção np é polarizada reversamente os portadores majoritários se comportam como portadores minoritários por haver uma injeção de portadores minoritários no material do tipo n da base O valor da corrente do emissor é dado pela soma das correntes de base e de coletor A corrente de coletor possui duas componentes devido aos portadores minoritários e majoritários A corrente devido aos portadores minoritários é chamada corrente de fuga e tem símbolo ICO Mas melhorias técnicas na construção dos transistores resultam em níveis significantemente menores de ICO de modo que seu efeito possa geralmente ser ignorado Na Figura 25 temos a notação e os símbolos para o transistor na maior parte dos livros e manuais Os sentidos das correntes refletem o fluxo convencional de lacunas não de elétrons A seta do símbolo gráfico define o sentido da corrente de emissor através do dispositivo Assimile Figura 25 Notação e símbolo de um transistor a pnp e b npn Fonte elaborada pelo autor U2 Transistores bipolares de junção TBJ 25 Para fazer a análise das correntes podemos considerar o transistor como um único nó e aplicar a lei de Kirchhoff para correntes de modo que I I I E B C 21 Já para a análise das tensões aplicamos a lei de Kirchhoff para tensões e obtemos para o transistor pnp V V V EC EB BC 22 e para o transistor npn V V V CE BE CB 23 Os transistores podem ser utilizados em três configurações básicas base comum BC emissor comum EC e coletor comum CC Em todas essas configurações existe um terminal que é comum à entrada e a saída do circuito e dessa forma utilizase o termo comum em sua nomenclatura Visando facilitar o cálculo da polarização dos transistores os fabricantes em geral fornecem duas funções na forma gráfica relacionadas as características de entrada e saída respectivamente O mais comum é que sejam fornecidas as curvas da configuração EC sendo que a partir delas é possível obter os parâmetros para as demais configurações MARQUES 2013 Na configuração base comum o emissor é o terminal de entrada de corrente e o coletor oé o terminal de saída de corrente do circuito com o terminal de base comum às tensões de entrada e saída como mostra a Figura 26 Figura 26 Configuração base comum a pnp e b npn Fonte elaborada pelo autor U2 Transistores bipolares de junção TBJ 26 O conjunto de parâmetros de entrada para a configuração BC mostrada na Figura 27a relaciona uma corrente de entrada IE a uma tensão de entrada VBE para diversos valores de tensão de saída VCB Observase que a característica de entrada ou de emissor assemelha se à curva característica de um diodo pois como já vimos a junção emissorbase funciona como um diodo polarizado diretamente Com isso a partir do momento em que a tensão de entrada vence a barreira potencial Vg 0 7 V para o silício e Vg 0 3 V para o germânio a corrente através da junção dispara de modo que pequenas variações em VBE são suficientes para grandes variações em IE Figura 27 Curva característica configuração BC a entrada e b saída Fonte adaptada de Marques 2013 p 118 e 119 O conjunto de parâmetros de saída mostrada na Figura 27b relaciona uma corrente de saída IC com uma tensão de saída VCB para diversos valores de corrente de entrada IE A característica de saída ou de coletor pode ser dividida em três regiões distintas classificadas e elencadas em consonância do comportamento específico do transistor em cada uma delas Na região de corte as duas junções estão polarizadas reversamente fazendo com que a corrente do coletor seja praticamente nula portanto o transistor está cortado como se ele estivesse desconectado do circuito Na região de saturação as duas junções estão polarizadas diretamente fazendo com que uma pequena variação da tenção VCB resulte em uma enorme variação da corrente do coletor nesse caso o transistor está saturado É como se os seus terminais estivessem em curto Por fim na região ativa a junção emissorbase está polarizada diretamente e a basecoletor reversamente U2 Transistores bipolares de junção TBJ 27 O transistor na maior parte das aplicações é usado operando na região ativa principalmente na amplificação de sinais mas por outro lado trabalhando nas regiões de corte e saturação o transistor comportase como uma chave eletrônica O ganho de corrente de um circuito qualquer é a relação entre a variação da corrente de saída pela variação da corrente de entrada para uma tensão constante Na configuração BC o ganho de corrente é chamado de a e é matematicamente definido por a I I C E VCB Como na região ativa as curvas das correntes são praticamente paralelas aos eixos de tensão ou seja variam muito pouco com a variação de tensão podemos reescrever a relação do ganho de corrente como a I I C E 24 Como I I I E C B podemos concluir que a é sempre menor que 1 Na prática esse valor está entre 0900 e 0998 Reflita Qual é a relação entre o ganho de corrente e o seu valor na prática e fato de a corrente de base ser muito pequena A configuração emissor comum é a mais utilizada nos circuitos transistorizados Nessa configuração a base é terminal de entrada de corrente e o coletor é o terminal de saída de corrente do circuito sendo o emissor o terminal comum às tensões de entrada e saída como mostra a Figura 28 U2 Transistores bipolares de junção TBJ 28 Figura 28 Configuração emissor comum a pnp e b npn Fonte elaborada pelo autor O conjunto de parâmetros de entrada para a configuração EC mostrada na Figura 29a relaciona uma corrente de entrada IB a uma tensão de entrada VBE para diversos valores de tensão de saída VCE A curva característica de entrada ou de base é semelhante à da configuração BC isso ocorre porque ambas têm a junção polarizada diretamente Note que é possível controlar a corrente de base variando a tensão entre base e emissor O conjunto de parâmetros de saída mostrada na Figura 29b relaciona uma corrente de saída IC com uma tensão de saída VCE para diversos valores de corrente de entrada IB A característica de saída ou de coletor é também muito parecida com a da configuração BC mas devemos destacar que as curvas de IB constante na região ativa são muito mais inclinadas As regiões de trabalho do transistor na configuração EC são as mesmas que na configuração BC porém Figura 29 Curva característica configuração EC a entrada e b saída Fonte adaptada de Marques 2013 p 123 e 124 U2 Transistores bipolares de junção TBJ 29 agora na região de corte podemos considerar IC 0 na região de saturação VCE 0 e na região ativa IB como linear O ganho de corrente na configuração EC é chamado de b ou hFE do inglês forward current transfer ratio e é dado pela relação entre IC e IB como segue h I I FE C B b 25 Como IC é muito maior que IB o ganho b é sempre muito maior que 1 ou seja nessa configuração o transistor funciona como um amplificador de corrente Essa configuração apresenta também um elevado ganho de tensão e por isso é muito utilizada na amplificação de sinais É possível e em geral necessário relacionar o ganho de corrente EC com o ganho de corrente BC Sabemos de 21 que I I I E B C E por 25 e 24 que I I B C b e I I E C a portanto substituindo em 21 temos I I I C C C α β IC 1 1 1 α β β α α β β α β 1 De modo que α β β 1 26 ou β α α 1 27 Exemplificando U2 Transistores bipolares de junção TBJ 30 Por fim na configuração coletor comum chamada também de seguidor de emissor a base é terminal de entrada de corrente e o emissor é o terminal de saída de corrente do circuito sendo o coletor o terminal comum às tensões de entrada e saída como mostra a Figura 210 Para esta configuração não precisamos apresentar as curvas específicas de entrada e saída pois podemos utilizar as mesmas da configuração EC Isso se deve ao fato de sua curva característica de entrada relacionar IB VBE e VCE e sua curva característica de saída relacionar IE VCE e IB como na configuração EC mostrada na Figura 29 Uma vez que IE é praticamente igual a IC a 1 A tensão de saída é uma réplica da tensão entrada porém 07 V menos positiva Por isso à primeira vista este circuito pode parecer inútil no entanto pelo fato de sua impedância de entrada ser muito maior que a impedância de saída esse tipo de circuito requer menos potência da fonte de sinal para acionar uma dada carga Por isso esse circuito é geralmente usado para casar impedâncias Figura 210 Configuração coletor comum a pnp e b npn Fonte elaborada pelo autor Os transistores assim como outros dispositivos possuem limitações que devem ser respeitadas para evitar danificar o componente Para saber mais sobre esse tópico leia as páginas 128 e 129 do livro MARQUES Angelo E B CRUZ Eduardo C A CHOUERI Jr Salomão Dispositivos semicondutores Diodo e transistores 13 ed São Paulo Editora Érica Ltda 2013 Pesquise mais U2 Transistores bipolares de junção TBJ 31 Sem medo de errar Relembrando nossa situação prática precisamos indicar o tipo de configuração a ser utilizada para o transistor na etapa de pré amplificação no amplificador de áudio da Figura 21 A configuração que devemos usar para isso é a emissor comum pois como vimos essa configuração apresenta um elevado ganho de tensão sendo a mais adequada para amplificar um sinal de áudio Como foi indicado para a polarização desse circuito a corrente de entrada nesse caso IB é aproximadamente 4 8 A µ e a sua corrente de saída aqui IC é de 2 mA Como já sabemos o ganho de corrente nessa configuração é dado por h I I FE C B b de modo que hFE 2 10 4 8 10 416 6 3 6 Em uma busca encontramos o transistor BC548C um transistor npn amplificador de uso geral com ganho de corrente na configuração EC podendo variar de 420 a 800 como pode ser visto na Tabela 21 que foi retirada da folha de dados desse transistor Tabela 21 Características elétricas ligado Symbol Parameter Test Conditions Min Max Units hFE DC Current gain Vcesat 50 V 548 Ic 20 mA 548A 548B 548C 110 110 200 420 800 220 450 800 VCEsat Collector Emitter Saturation Voltage Ic10 mA Ia05 mA Ic100 mA Ia50 mA 025 060 V V VBEon BaseEmitter On Voltage VCEsat50V Ic20 mA VCEsat50V Ic10 mA 070 077 V V Fonte Fairchild 1997 p 2 U2 Transistores bipolares de junção TBJ 32 Avançando na prática Folha de dados do transistor Descrição da situaçãoproblema Segundo Boylestad e Nashelsky 2013 a folha de dados ou datasheet é o elo de comunicação entre o fabricante e o usuário por isso é muito importante que as informações fornecidas sejam reconhecidas e interpretadas corretamente Neste ponto já tivemos contato com a folha de dados do diodo 1N60 Agora pesquise pela folha de dados do transistor 2N4123 que é um transistor npn de uso geral bastante usado em amplificação de pequenos sinais como um amplificador RF em um sistema receptor de FM como o visto no diagrama de blocos da Figura 211 Figura 211 Diagrama de blocos de um receptor de FM Fonte elaborada pelo autor Tente extrair informações relevantes como tensão coletor emissor tensão coletorbase tensão emissorbase corrente de coletor contínua e outras informações que você julgar importantes Resolução da situaçãoproblema Vamos usar a folha de dados do 2N4123 produzido pela Fairchild como referência como já sabemos cada fabricante irá apresentar as informações de maneira que lhe convém É importante reforçar que os termos nas figuras apresentadas a seguir estão em inglês pois em sua grande maioria as folhas de dados são disponibilizadas em inglês por isso é importante que você esteja familiarizado com esses termos O 2N4123 é um transistor npn de uso geral a identificação do encapsulamento e dos terminais são mostradas na Figura 212 Figura 212 Identificação e aparência do 2N4123 Fonte Fairchild 2000 p 1 A Tabela 22 traz os valores de operação máximos permitidos para o 2N4123 Em que Vceo é a tensão coletoremissor Vcbo é a tensão coletorbase Vebo é a tensão emitterbase Ic a corrente de coletor contínua e Tj e Tstg são a faixa de temperatura da junção para armazenamento e operação Tabela 22 Especificações máximas TA 25 C Symbol Parameter Values Units Vceo CollectorEmitter Voltage 30 V Vcbo CollectorBase Voltage 40 V Vebo EmitterBase Voltage 50 V Ic Collector Current Continuous 200 mA Tj Tstg Operating and Storage Junction Temperature Range 55 to 150 C NOTES 1 These ratings are based on a maximum junction temperature of 150 degrees C 2 These are steady state limits The factory should be consulted on applications involving pulsed or low duty cycle operations Fonte Fairchild 2000 p 1 33 U2 Transistores bipolares de junção TBJ CollectorEmitter Breakdown Voltage IC 10 mA IB 0 30 V EmitterBase Breakdown Voltage IE 10 µA IC 0 50 V U2 Transistores bipolares de junção TBJ 36 Fonte Fairchild 2000 p 2 1 O transistor é um dispositivo semicondutor de três camadas que tem como princípio a capacidade de poder controlar a corrente que flui por ele Os terminais da extremidade são chamados de emissor E e coletor C e a camada central de base B Em relação aos terminais do transistor bipolar de junção analise as afirmações a seguir I A camada do emissor é fortemente dopada e tem como função emitir portadores de carga para a camadas da base II A camada de base é levemente dopada de modo que a maioria dos portadores lançados pelo emissor conseguem atravessála III O coletor possui uma dopagem leve e coleta os portadores que vem da base Faça valer a pena Cib Input Capacitance V EB 0 5 V f 0 1 kHz 80 pF hfe SmallSignal Current Gain I C 2 0 mA V CE 10 V f 1 0 kHz I C 10 mA V CE 20 V f kHz 100 50 25 200 fT Current Gain Bandwidth Product I C 10 mA V CE 20 V f 100 kHz 250 MHz NF Noise Figure V CE 5 0 V I c 100 µA Rs 1 0 kΩ Bw 10 Hz to 15 7 kHz 60 dB U2 Transistores bipolares de junção TBJ 37 De acordo com as considerações anteriores é correto o que se afirma em a I e III apenas b I e II apenas c II e III apenas d I apenas e I II e III 2 Na configuração base comum o emissor é o terminal de entrada de corrente e o coletor é o terminal de saída de corrente do circuito com o terminal de base comum às tensões de entrada e saída O conjunto de parâmetros de saída relaciona uma corrente de saída IC com uma tensão de saída VCE para diversos valores de corrente de entrada IB Sobre a configuração base comum analise as afirmações a seguir I Na região de corte as duas junções estão polarizadas reversamente fazendo com que a corrente do coletor seja praticamente nula II Na região de saturação as duas junções estão polarizadas diretamente fazendo com que uma pequena variação da tenção VCB resulte em uma enorme variação da corrente do coletor III O transistor pode se comportar como uma chave eletrônica alternando entre as regiões de corte e saturação Na região de corte o transistor funciona como um curtocircuito e na região de saturação ele funciona como um circuito aberto IV Na região ativa a junção emissorbase está polarizada diretamente e a basecoletor reversamente Nessa região o transistor funciona como um amplificador de sinais De acordo com as considerações anteriores é correto o que se afirma em a I III e IV apenas b II e III apenas c I II e IV apenas d III e IV apenas e I II III e IV 3 O efeito amplificação denominado ganho de corrente pode ser expresso matematicamente pela relação entre a variação da corrente de saída pela variação da corrente de entrada Na configuração base comum U2 Transistores bipolares de junção TBJ 38 o ganho de corrente é chamado a na configuração coletor comum o ganho de corrente é denominado b Considere os gráficos da Figura 213 com as características de entrada e saída para um certo transistor na configuração base comum Figura 213 Curva característica configuração BC a entrada e b saída Fonte elaborada pelo autor A curva característica de entrada foi obtida para a tensão de saída constante VCB 4 V Considerando uma tensão de entrada VBE 1 V calcule os ganhos de corrente em base comum e em emissor comum Em relação aos cálculos realizados os valores corretos são a a 14 e b 0 933 b a 0 933 e b 14 c a 0 600 e b 1 500 d a 0 933 e b 0 480 e a 1 267 e b 4 750 U2 Transistores bipolares de junção TBJ 39 Quando precisamos analisar ou projetar um amplificador com transistor é preciso conhecer as respostas em corrente contínua CC e corrente alternada CA do sistema Segundo Boylestad e Nashelsky 2013 qualquer aumento de tensão corrente ou potência CA é resultado de uma transferência de energia das fontes CC aplicadas Portanto a análise ou projeto de qualquer amplificador eletrônico utiliza duas componentes as respostas CA e CC Isso não vem a ser um problema pois pelo teorema da superposição as análises CC e CA podem ser feitas separadamente sem prejuízo desde que se tenha em mente que os parâmetros CC escolhidos influenciam na resposta CA e viceversa Para fixar os conhecimentos a serem adquiridos adiante vamos retomar a situação prática proposta na seção anterior em que projetaremos o estágio de préamplificação de um amplificador de áudio Já escolhemos a configuração emissor comum como a mais adequada para esse circuito agora devemos projetar o circuito de polarização para ele Nesse momento devemos nos atentar para algumas novas informações A fonte de alimentação que estamos utilizando é de 12 V E lembrese que escolhemos na etapa anterior utilizar o transistor BC548C Para que seu transistor funcione como um amplificador em que ponto de operação ele deve estar atuando Os conhecimentos técnicos para ajudálo nessa etapa do projeto serão apresentados a seguir Aprenderemos a trabalhar com a reta de carga do transistor em suas curvas características e conheceremos alguns circuitos de polarização típicos Bons estudos Seção 22 Diálogo aberto Polarização CC dos TBJs Não pode faltar Em eletrônica entendemos por polarização a aplicação de tensões CC em um circuito resultando no estabelecimento de U2 Transistores bipolares de junção TBJ 40 valores fixos de corrente e tensão Polarizar um transistor bipolar de junção TBJ é definir o seu ponto de operação em corrente contínua Ressaltase que o ponto de operação é fixo e sendo também denominado ponto quiescente quiescente significa repouso ou ponto Q Fixando o ponto Q na curva característica do coletor condicionamos sua fixação também na curva característica de base Assim das três tensões e três correntes do transistor é suficiente fixar apenas as tensões VBE e VCE e as correntes IB e IC para definir o ponto de operação A Figura 214 indica três pontos quiescentes de A à C na curva característica de coletor de um determinado transistor Segundo Boylestad e Nashelsky 2013 o circuito de polarização pode ser projetado para estabelecer a operação do dispositivo em qualquer ponto dentro da região ativa Figura 214 Pontos de operação dentro dos limites de operação de um transistor Fonte adaptada de Marques 2013 p 134 Os valores máximos permitidos para os parâmetros de acordo com Boylestad e Nashelsky 2013 são indicados pelo segmento de reta horizontal para a corrente máxima de coletor IC max pelo segmento de reta vertical para a tensão máxima entre coletor e emissor VCE max e a curva PC max indica o limite máximo de potência Nos extremos inferiores como já sabemos estão as regiões de corte definida por IB 0 A µ e a região de saturação definida por V V CE CE sat Portanto o ponto QA encontrase na região U2 Transistores bipolares de junção TBJ 41 ativa possibilitando grandes variações na corrente de entrada iB na corrente de saída iC e na tensão de saída vCE O ponto QB está localizado na região de saturação permitindo apenas que iB e iC tenham variações negativas e que vCE tenha variações positivas Por fim o ponto QC encontrase na região de corte permitindo somente variações positivas de iB e iC e variações negativas de vCE Operar fora dos limites máximos pode reduzir consideravelmente a vida útil do dispositivo O lugar geométrico de todos os pontos quiescente possíveis para uma determinada polarização é chamado reta de carga Na prática com o valor de VCC e dos resistores de polarização é possível definir a reta de carga nas curvas características de base e de coletor como mostrado na Figura 215 Figura 215 Reta de carga nas curvas características de base e de coletor Fonte adaptada de Markus 2008 p 128 A reta de carga limita a localização do ponto quiescente sobre ela Para obtêla é necessário conhecer apenas dois pontos de operação e sua obtenção depende da configuração adotada para o transistor Como sabemos o TBJ pode ser polarizado em três configurações diferentes emissor comum base comum e coletor comum Lembrese de que o terminal comum é aquele que pertence tanto à malha de entrada quanto à malha de saída Segundo Markus 2008 na prática a configuração emissor comum é a mais utilizada e por isso daremos destaque para U2 Transistores bipolares de junção TBJ 42 ela analisando os três principais circuitos de polarização dessa configuração Mas é importante frisar que o procedimento de polarização é bastante semelhante independente do transistor configuração ou circuito utilizado Como já vimos nessa configuração a junção baseemissor é polarizada diretamente e a junção basecoletor reversamente a maneira mais simples de se obter essa polarização seria com duas baterias e dois resistores para limitar as correntes e fixar o ponto quiescente do circuito como podemos ver na Figura 216 Faremos nossa análise considerando apenas o transistor npn mas o resultado é análogo no transistor pnp Considere a malha de entrada R i V V B B BE BB de modo que a equação para obter RB é dada por R V V i B BB BE B 28 E considerando a malha de saída R i V V C C CE CC portanto a equação para RC é R V V i C CC CE C 29 Nesta configuração podemos também polarizar o transistor para operar na região de saturação e corte de maneira que ele funcione Figura 216 Circuito de polarização em emissor comum Fonte adaptada de Marques 2013 p 140 U2 Transistores bipolares de junção TBJ 43 como uma chave A fonte de polarização da base passa a ser o sinal de entrada que controla o transistor cortandoo ou saturandoo Para que o transistor opere em QB Figura 214 na região de saturação é necessário que a tensão de entrada VE seja maior que o valor de VBE de condução fazendo com que a corrente de coletor seja máxima Para dimensionar RC e RB consideramos a malha de entrada V V V RB E BE e a malha de saída V V V RC CC CE Assim temos R V V i B E BE B e R V V i C CC CE C 210 O corte do transistor depende apenas da tensão de entrada VE por isso o cálculo da polarização considera apenas os parâmetros de saturação Um transistor comum quando saturado costuma apresentar VCE SAT 0 3 V e um determinado valor mínimo de ganho de corrente entre 10 e 50 para garantir a saturação Portanto podemos adequar 210 de modo que R V V i B E BE B SAT e R V V i C CC CE C SAT Assimile Para eliminar a fonte de alimentação VBB da base podemos utilizar o circuito de polarização por corrente de base constante mostrado na Figura 217 nele é feito um divisor de tensão entre o resistor de base e a junção baseemissor com R R B C para garantir que a junção basecoletor seja reversamente polarizada Figura 217 Circuito de polarização por corrente de base Fonte adaptada de Marques 2013 p 141 U2 Transistores bipolares de junção TBJ 44 Como podemos considerar VBE constante na região ativa podemos considerar também a tensão VB em RB como constante Por isso a corrente de base IB tende a manterse praticamente constante Para obter RB considere a malha de entrada R i V V B B BE CC de modo que R V V i B CC BE B 211 E para obter RC considere a malha de saída R i V V C C CE CC portanto R V V i C CC CE C 212 Considere que no circuito de polarização da Figura 217 esteja sendo usado o transistor BC549B que tem segundo sua folha de dados SEMICONDUCTOR 2001 ganho de corrente hFE 200 Sendo VCC 10 V vamos ver como determinar os resistores de polarização para o ponto quiescente V V CEQ CC 2 ICQ 2 mA e VBEQ 0 7 V Com 212 calculamos RC RC 10 5 2 2 5 10 3 kΩ Adotamos o valor comercial 2 4 kW A potência de RC é obtida fazendo P R I RC C CQ 2 2 3 3 2 4 9 6 10 2 10 mW portanto um resistor de 2 4 kW com 1 8 W de potência é suficiente Para o cálculo de RB temos que primeiro encontrar a corrente de base I I h A BQ CQ FE 2 200 10 10 3 µ Assim de 211 RB 10 0 7 10 930 10 6 kΩ Adotamos o valor comercial 910 kW Exemplificando U2 Transistores bipolares de junção TBJ 45 A potência de RB é obtida fazendo P R I RB B BQ 2 2 3 6 910 91 10 10 10 W µ portanto um resistor de 910 kW com 1 8 W de potência é suficiente Fique atento para o fato de que a escolha dos valores comerciais dos resistores causará um deslocamento no ponto quiescente sendo necessário fazer uma análise do circuito com os valores escolhidos para saber se o transistor continua operando na região ativa Segundo Marques 2013 o circuito de polarização emissor comum com corrente de base constante é muito sensível a variações na temperatura Uma forma de contornar esse problema é forçar uma realimentação negativa colocando em série com o emissor um resistor RE Assim obtemos o circuito de polarização com corrente do emissor constante mostrado na Figura 218 Caso haja aumento na corrente de coletor devido à temperatura a corrente de emissor também aumentará causando um aumento na diferença de potencial em RC e RE provocando diminuição de VCEQ dando início a uma realimentação positiva que levaria à instabilidade Figura 218 Circuito de polarização por realimentação do emissor Fonte adaptada de Marques 2013 p 145 No entanto o aumento da tensão em RE causa diminuição da tensão em RB na malha de entrada que por sua vez provoca U2 Transistores bipolares de junção TBJ 46 diminuição em IBQ e consequentemente em ICQ compensando o seu aumento inicial Isso é o que chamamos de realimentação negativa do circuito Mais uma vez para obter RB considere a malha de entrada R i V R i V B B BE E E CC de modo que R V V R i i B CC BE E E B 213 E para obter RC considere a malha de saída R i V R i V C C CE E E CC portanto R V V R i i C CC CE E E C 214 Em geral é comum adotar a tensão no resistor do emissor como 0 1 VCC por esse valor já ser suficiente para que RE seja sensível às variações da corrente de coletor Considere que no circuito de polarização da Figura 218 esteja sendo usado o transistor BC33740 que tem segundo sua folha de dados SEMICONDUCTOR 2013 ganho de corrente hFE 250 Sendo VCC 20 V vamos ver como determinar os resistores de polarização para o ponto quiescente V V CEQ CC 2 ICQ 100 mA e VBEQ 0 7 V Considerando a tensão em RE como 0 1 VCC com 214 calculamos RC RC 20 10 2 100 80 10 3 Ω Adotamos o valor comercial 82 W A potência de RC é obtida fazendo P R I RC C CQ 2 3 2 82 0 82 100 10 W portanto um resistor de 82 W com 1 W de potência é suficiente Para o cálculo de RB temos que primeiro encontrar a corrente de base I I h A BQ CQ FE 100 250 400 10 3 µ Assim de 213 Exemplificando U2 Transistores bipolares de junção TBJ 47 Uma outra forma de resolver o problema da instabilidade com a temperatura é utilizar o circuito de polarização por divisor de tensão na base mostrado na Figura 219 Segundo Malvino e Bates 2011 este é o circuito de polarização na configuração emissor comum mais utilizado na prática Figura 219 Circuito de polarização por divisor de tensão na base Fonte adaptada de Marques 2013 p 147 RB 10 0 7 2 400 43 25 10 6 kΩ Adotamos o valor comercial 47 kW A potência de RB é obtida fazendo P R I RB B BQ 2 2 3 6 47 7 52 10 400 10 10 mW portanto um resistor de 47 kW com 1 8 W de potência é suficiente Por fim o cálculo de RE é feito considerando I I I EQ CQ BQ 100 100 4 10 400 10 3 6 mA E então R V I E RE EQ 2 100 4 19 92 10 3 Ω Com valor comercial mais próximo de 22 W A potência de RE é obtida fazendo P R I RE E EQ 2 3 2 22 222 100 4 10 W portanto um resistor de 22 W com 1 2 W de potência é suficiente U2 Transistores bipolares de junção TBJ 48 O circuito de polarização por divisor de tensão é projetado de forma a fixar a tensão em R2 Isso pode ser feito fixando o valor da sua corrente fazendo I IB 2 10 Considerando as malhas de entrada R i V R i R i V R i V BE E E BE E E CC 2 2 1 1 de modo que R V R i i BE E E 2 2 215 e R V V R i i CC BE E E 1 1 216 Da malha de saída temos R i V R i V C C CE E E CC e portanto a equação de RC é R V V R i i C CC CE E E C 217 Como há mais incógnitas que equações aqui vale também considerar a tensão no resistor do emissor como 0 1 VCC Faça você mesmo Considere que no circuito de polarização da Figura 219 esteja sendo usado o transistor BC33740 que tem segundo sua folha de dados SEMICONDUCTOR 2013 ganho de corrente hFE 250 Sendo VCC 9 V determine os resistores de polarização para o ponto quiescente V V CEQ CC 2 ICQ 20 mA e VBEQ 0 65 V Reflita A escolha dos valores comerciais dos resistores pode causar um deslocamento no ponto quiescente Seria necessário nesse caso uma análise do circuito de polarização depois que o mesmo foi projetado Para traçar a reta de carga na configuração emissor comum é preciso definir os pontos ideais de corte IC CORTE 0 e de saturação VCE SAT 0 U2 Transistores bipolares de junção TBJ 49 Figura 220 Reta de carga na configuração emissor comum Fonte elaborada pelo autor Para conhecer os circuitos de polarização de outras configurações recomendamos a leitura das seções 73 e 75 p 135 e 153 Pesquise mais Para determinar o ponto de saturação consideramos a malha de saída com as correntes e tensões de saturação de modo que R I V R I V C C CE E E CC SAT SAT SAT 0 218 Como i i C E podemos fazer R R I V C E C CC SAT I V R R C CC C E SAT 219 Para determinar o ponto de corte consideramos também a malha de saída com as correntes e tensões de corte de modo que R I V R I V C C CE E E CC CORTE CORTE CORTE 0 0 V V CE CORTE CC 220 Com esses dois pontos é possível traçar a reta de carga sobre a curva característica de saída da configuração emissor comum como mostra a Figura 220 U2 Transistores bipolares de junção TBJ 50 respectivamente do livro MARQUES Ângelo E B CRUZ Eduardo C A CHOUERI Jr Salomão Dispositivos semicondutores diodo e transistores 13 ed São Paulo Editora Érica Ltda 2013 Sem medo de errar Relembrando nossa situação prática precisamos projetar um circuito de polarização para ser usado em um préamplificador de áudio Estamos utilizando uma fonte de alimentação de 12 V e o transistor BC548C Por sofrer menos com a instabilidade de temperatura e por ser uma configuração muito comum na prática optaremos por utilizar o circuito de polarização por divisor de tensão na base como mostrado na Figura 221 Figura 221 Esboço do circuito de polarização do préamplificador de áudio Fonte elaborada pelo autor Para calcular os valores de resistências para polarizar o circuito na região ativa precisamos obter na folha de dados os parâmetros para o ponto quiescente A Tabela 27 traz as características elétricas do transistor BC548C na região ativa U2 Transistores bipolares de junção TBJ 51 Tabela 27 Características elétricas do BC548C ligado Fonte Fairchild 1997 p 2 Symbol Parameter Test Conditions Min Max Units hFE DC Current gain V V CE sat 5 0 548 I c 2 0 mA 548A 548B 548C 110 110 200 420 800 220 450 800 VCE sat Collector Emitter Saturation Voltage I c 10 mA I a 0 5 mA I c 100 mA I a 5 0 mA 025 060 V V VBE on BaseEmitter On Voltage V V CE sat 5 0 I c 2 0 mA V V CE sat 5 0 I mA c 10 070 077 V V Da Tabela 27 temos hFE 420 ICQ 2 mA VCEQ 5 V e VBEQ 0 7 V Daí primeiro calculamos IBQ fazendo I I BQ CQ β µ 2 420 4 76 10 3 A Para esse valor de b hFE podemos considerar I I EQ CQ 2 mA Fazendo VRE como um décimo de VCC temos V V RE CC 0 1 1 2 V Pela malha do coletor podemos calcular RC R V V V I C CC CEQ RE CQ 12 5 1 2 2 2 9 10 3 kΩ comercialmente temos o resistor de 2 7 kW Podemos obter RE diretamente pela lei de Ohm U2 Transistores bipolares de junção TBJ 52 R V I E RE EQ 1 2 2 600 10 3 Ω comercialmente temos o resistor de 560 W Para o cálculo de R1 e R2 vamos fazer I IBQ 2 20 assim R V V I BEQ RE 2 2 6 0 7 1 2 95 2 19 9 10 kΩ comercialmente temos o resistor de 18 kW R V V V I I CC BEQ RE BQ 1 2 6 12 0 7 1 2 95 2 4 76 101 10 kΩ comercialmente temos o resistor de 100 kW Note que fizemos várias aproximações de valores para utilizar os resistores comercias Com isso em mente não deixe de verificar se o circuito projetado mostrado na Figura 222 está de fato operando na região ativa Figura 222 Circuito de polarização do préamplificador de áudio Fonte elaborada pelo autor Acionamento de um motor elétrico Descrição da situaçãoproblema É uma situação comum na indústria que um motor elétrico seja acionado por um circuito digital sob determinadas condições Um Avançando na prática U2 Transistores bipolares de junção TBJ 53 Figura 223 Esteira transportadora a em movimento b parada Fonte elaborada pelo autor No entanto o circuito digital do sensor não é capaz de acionar diretamente qualquer que seja o motor elétrico Para isso é bastante comum utilizar um transistor atuando em conjunto com um relé conforme mostrado na Figura 224 Figura 224 Circuito de acionamento de motor elétrico Fonte adaptada de Marques 2013 p 166 exemplo disso seria uma esteira transportadora tracionada por um motor elétrico que deve levar um objeto até determinado ponto como mostra a Figura 223a Na qual um sensor de presença do tipo TTL com saída normalmente ALTA composto por um conjunto emissorfotocélula ao detectar o objeto passa a transmitir em sua saída um sinal lógico BAIXO como podemos ver na Figura 223b U2 Transistores bipolares de junção TBJ 54 Nesse circuito o resistor RC tem como função limitar a corrente do transistor para não o danificar O diodo em paralelo com a bobina do relé serve para evitar que a corrente reversa gerada no chaveamento do relé danifique o transistor Pensando como projetista quais as ações necessárias para que o seu circuito funcione como desejado Considerando que será usado no circuito o transistor 2N2222 e que da sua folha de dados temos VBE SAT 0 7 V VCE SAT 0 3 V bSAT 10 ICmax 500 mA e VCE max 100 V que o relé tem uma resistência interna RR 80 Ω e é ativado com uma corrente de I R 50 mA e que a tensão de saída nível alto TTL atinge 5 V Resolução da situaçãoproblema Retomando você precisa projetar um circuito que seja uma interface entre um circuito digital nesse caso de lógica TTL poderia ser qualquer outro e o acionamento de um motor elétrico Para isso você optou por utilizar um transistor em conjunto com um relé Nessa configuração como você já sabe o transistor deve atuar como chave Portanto você deve projetar um circuito de polarização para que o transistor opere alternando entre as regiões de corte e saturação Assim primeiro você deve calcular RC como R V R I V I C CC R R CE R SAT 5 80 0 3 50 14 50 10 10 3 3 Ω Podemos adotar o resistor com valor comercial de 15 W Calcule também a potência do resistor Em seguida calcule o valor de RB fazendo I I B R SAT SAT mA b 50 10 5 10 3 De modo que R V V I B TTL BE B SAT SAT 5 0 7 5 860 10 3 Ω Com resistor de valor comercial de 820 W Calcule também a potência do resistor U2 Transistores bipolares de junção TBJ 55 Faça valer a pena Figura 225 Pontos de operação de um transistor Fonte elaborada pelo autor 1 Segundo Markus 2008 polarizar um transistor é definir o seu ponto de operação em corrente contínua ou seja seu ponto quiescente A polarização de um transistor pode fixar a sua operação nas regiões de corte saturação ou ativa desde que sejam respeitadas as limitações do transistor Nesse contexto considere o gráfico da Figura 225 e analise as afirmações logo a seguir I Os pontos Q1 Q2 e Q3 podem ser implementados II O ponto Q1 está na região de corte e Q3 está na região de saturação III O ponto Q2 está na região ativa IV Os pontos Q4 Q5 e Q6 não podem ser implementados É correto o que se afirma em a I III e IV apenas b I II e III apenas c II III e IV apenas d I e IV apenas e I II III e IV 2 Segundo Marques 2013 o circuito de polarização emissor comum com corrente de base constante é muito sensível a variações na temperatura Uma forma de contornar esse problema é forçar uma realimentação negativa colocando em série com o emissor um resistor RE Esse circuito recebe o nome de circuito de polarização com corrente do emissor constante U2 Transistores bipolares de junção TBJ 56 Figura 226 Circuito de polarização Fonte elaborada pelo autor Determine os valores dos resistores RB RC e RE e assinale a alternativa correta a RB 264 Ω RC 1 2 Ω e RE 297 29 Ω b RB 264 kΩ RC 1 2 kΩ e RE 297 29 Ω c RB 264 Ω RC 1 2 Ω e RE 297 29 kΩ d RB 181 5 kΩ RC 1 2 kΩ e RE 297 29 Ω e RB 181 5 kΩ RC 115 kΩ e RE 297 29 Ω 3 Segundo Marques 2013 o transistor quando opera alternando entre as regiões de corte e saturação funciona como uma chave conduzindo corrente ou não O circuito de polarização utilizado nessa aplicação é o de corrente de base constante com duas fontes de alimentação sendo que a fonte de polarização de base passa a ser o sinal de entrada que controla o transistor Considere o circuito da Figura 227 sabendo que o transistor BC548 possui SAT 20 hFE max 100 mA CI SAT 07 V VBE SAT 03 V VCE e max 30 V VCE e que o LED tem 15 V D V e DI 25 mA Considere o circuito da Figura 226 sabendo que o transistor BC548A possui hFE min 110 para IC 2 mA e VBE 0 6 V U2 Transistores bipolares de junção TBJ 57 Figura 227 Circuito de polarização transistor como chave Ligado 9 V RC LED BC548 RB Desligado Calcule os resistores B R e C R para que o LED seja acionado quando a chave estiver na posição ligado e desligado quando a chave estiver na posição desligado Assinale a alternativa correta a 6640 k B R W e 288 k C R W b 6640 B R W e 272 C R W c 6960 B R W e 288 C R W d 6960 B R W e 272 C R W e 6640 B R W e 288 C R W Fonte adaptada de Marques 2013 p 165 U2 Transistores bipolares de junção TBJ 58 Na primeira seção foram introduzidos os aspectos construtivos e características básicas do transistor bipolar de junção TBJ na segunda seção examinamos técnicas de polarização em corrente contínua CC desse dispositivo e nesta seção daremos enfoque à resposta em corrente alternada CA do TBJ como amplificador Depois que o transistor é polarizado adequadamente com o ponto quiescente próximo do centro da reta de carga é possível acoplar uma tensão CA de baixo valor na base que produzirá uma tensão CA amplificada no coletor A invenção de dispositivos de amplificação foi um pontochave para a evolução da eletrônica Foi graças a ela que surgiram o rádio a televisão e os computadores por exemplo Para fixar os conhecimentos a serem adquiridos adiante vamos retomar a situação prática proposta na primeira seção desta em que projetaremos o estágio de préamplificação de um amplificador de áudio Já escolhemos a configuração emissor comum como a mais adequada e projetamos o circuito de polarização para ele O resultado pode ser observado na Figura 227 Seção 23 Diálogo aberto Análise CA dos TBJs e amplificadores Figura 227 Circuito de polarização do préamplificador de áudio Fonte elaborada pelo autor U2 Transistores bipolares de junção TBJ 59 Por fim nesta etapa devemos realizar uma análise em CA do circuito Com isso em mente você pode considerar o circuito da Figura 227 como sua versão final É necessário incrementar o circuito de alguma forma para que ele seja utilizado como um amplificador de áudio Para a análise CA considere que o circuito será utilizado para amplificar o som de uma guitarra com captador magnético que pode ser modelado como um gerador de tensão com vG p p 25 mV resistência interna RiG 2 kΩ e frequência de operação na faixa 20 20 Hz kHz f E como você deve lembrar a saída do préamplificador é ligado em um circuito amplificador de potência Considere que o amplificador de potência tem uma impedância de entrada de 2 kW Para ajudálo nessa etapa aprenderemos nesta seção como realizar o acoplamento capacitivo para eliminar componentes CC do sinal amplificado e conheceremos o modelo híbrido para análise CA do transistor bipolar de junção Bons estudos Não pode faltar Vimos na seção anterior que é possível polarizar um transistor na configuração emissor comum para que ele opere com o ponto quiescente próximo ao centro da reta de carga Isso permite que uma pequena variação na tensão de entrada provoque uma variação semelhante na corrente de base Essa variação por sua vez faz com que a corrente coletor e a tensão de saída também variem acompanhando a forma da onda de entrada como pode ser visto na Figura 228 Figura 228 Variações de tensão e corrente no transistor a entrada b saída Fonte adaptada Marques 2013 p 178 U2 Transistores bipolares de junção TBJ 60 A polarização define os níveis CC do transistor no ponto quiescente sendo eles VBEQ IBQ VCEQ e ICQ Uma pequena variação de tensão entre a base e o emissor V v BE be faz com que o ponto de operação oscile em torno de VBEQ causando variações na corrente de base I i B b na tensão entre o coletor e o emissor V v CE ce e na corrente do coletor I i C c São essas variações que definem os níveis CA do transistor Uma vez que eles sejam suficientemente pequenos e com isso fiquem restritos à parte linear da curva característica de entrada e não atingirem os pontos de corte e saturação na curva característica de saída é possível considerar o transistor como um dispositivo linear Assim a tensão vce e a corrente ic na saída do transistor reproduzirão exatamente a forma de onda da tensão vbe e corrente ib na sua entrada porém amplificadas Com isso podemos definir alguns parâmetros importantes para a análise e projeto dos circuitos amplificadores sendo ganho de corrente ganho de tensão ganho de potência e defasagem O ganho de corrente é a relação entre a variação da corrente de coletor geralmente da ordem de miliampères mA e a variação da corrente de base geralmente da ordem de microampères A m dado por A i i i C B 221 O ganho de tensão por sua vez é a razão entre a variação da tensão de saída entre o coletor e o emissor da ordem de alguns volts V e a variação da tensão de entrada entre a base e o emissor da ordem de milivolts mV dado por A v v V CE BE 222 Para o amplificador na configuração emissor comum o ganho de tensão é negativo uma vez que uma variação positiva na tensão de entrada causa uma variação negativa na tensão de saída Em outras palavras esse amplificador defasa a saída em 180 O ganho de corrente por sua vez tem resultado positivo ou seja a corrente de saída está em fase com a corrente de entrada ou a defasagem é nula Este resultado pode ser observado nos gráficos da Figura 228 e é resumido na Figura 229 U2 Transistores bipolares de junção TBJ 61 Figura 229 Sinais variáveis no amplificador Fonte adaptada de Marques 2013 p 179 O ganho de potência é diretamente obtido pela multiplicação dos ganhos de corrente e de tensão A A A P i V 223 Por que o ganho de potência é calculado em módulo Não faz sentido levar em consideração um eventual sinal negativo Já que ele faz referência entre as variações entre entrada e saída Como já foi dito para os transistores operarem como amplificadores lineares eles devem ser polarizados na região ativa de modo que os seus parâmetros quiescentes são correntes tensões contínuos impostos pela configuração de Reflita U2 Transistores bipolares de junção TBJ 62 Figura 230 Distorção pelo deslocamento do ponto quiescente Fonte adaptada de Marques 2013 p 180 Para evitar esse problema é importante utilizar um acoplamento capacitivo entre o circuito gerador do sinal e a entrada do amplificador Os capacitores de acoplamento são selecionados para apresentar uma reatância reduzida na frequência mais baixa do sinal de modo que haja um bom desempenho ao longo de toda a faixa de frequência resistores e fonte de alimentação contínua VCC que alimenta o circuito Assim quando o sinal de entrada possui um nível CC ele deve ser somado à tensão VBEQ provocando aumento em IBQ e consequentemente em ICQ e uma diminuição de VCEQ causando deslocamento do ponto de operação na reta de carga para próximo da região de saturação e consequentemente uma distorção do sinal de saída como pode ser visto na Figura 230 Segundo Malvino e Bates 2011 para que o acoplamento capacitivo funcione de maneira adequada sua reatância deve ser pelo menos 10 vezes menor que a resistência na menor frequência de operação Exemplificando U2 Transistores bipolares de junção TBJ 63 O valor da impedância na Figura 231a é dado por Z R XC 2 2 Considerando que X R C 0 1 obtemos Z R R R R 2 2 0 1 1 01 1 005 De modo que a impedância terá um valor de meio por cento de R na menor frequência de operação e assim podemos aproximar o capacitor por um curto em CA como feito na Figura 232b Figura 231 Capacitor de acoplamento a circuito b curto para CA c aberto para CC e fechado para CA Fonte adaptada de Malvino e Bates 2011 p 287 Portanto utilizamos duas aproximações para um capacitor para uma análise CC o capacitor funciona como uma chave aberta E para uma análise CA o capacitor funciona como uma chave fechada como resumido na Figura 232c A Figura 232 mostra as formas de onda em um circuito amplificador com polarização da base Uma fonte de tensão CA senoidal é acoplada na base onde é superposta com uma componente CC de 07 V A tensão total do coletor é uma tensão senoidal defasada 180 e sobreposta com uma tensão CC de 15 V Com o capacitor de acoplamento de saída a resistência de carga 100 kW recebe um sinal CA puro com valor médio nulo A Figura 231a mostra uma fonte de tensão CA conectada a um capacitor e um resistor U2 Transistores bipolares de junção TBJ 64 Considerando a ligação de amplificadores em cascata para que cada amplificador entregue o máximo rendimento possível é preciso haver máxima transferência de potência de um amplificador para o outro Isso ocorre quando a impedância de saída de um estágio amplificador é igual a impedância de entrada do estágio amplificador seguinte A isso dáse o nome de casamento de impedâncias Uma das preocupações na análise CA dos transistores é a amplitude do sinal de entrada que determina se aplicaremos a técnica de pequenos sinais ou grandes sinais embora segundo Boylestad e Nashelsky 2013 não há um limiar muito bem estabelecido entre os dois casos Nesta seção focaremos na técnica de pequenos sinais A análise de pequenos sinais é baseada em modelos ou circuitos equivalentes Por isso duas medidas são essenciais estabelecer um modelo elétrico para o transistor e para o amplificador e um modelo matemático para análise dos circuitos amplificadores Figura 232 Formas de onda em um circuito amplificador com polarização de base Fonte adaptada de Malvino e Bates 2011 p 291 Boylestad e Nashelsky 2013 definem modelo como a combinação de elementos de circuito apropriadamente selecionados que se assemelham tanto quanto possível ao funcionamento real de um dispositivo semicondutor sob condições específicas de operação Assimile U2 Transistores bipolares de junção TBJ 65 Para facilitar a análise dos circuitos amplificadores para sinais alternados em função das tensões correntes e frequências envolvidas substituiremos o transistor por um modelo elétrico formado por bipolos lineares ao passo que a análise desses circuitos será feita utilizando um modelo matemático Como vimos anteriormente para pequenos sinais o transistor como amplificador opera na região linear Podemos portanto representálo como um quadripolo como o visto na Figura 233 de forma que ele poderá ser modelado matematicamente Sendo v1 a tensão de entrada v2 a tensão de saída i1 a corrente de entrada i2 a corrente de saída Consideraremos por convenção como positivas as correntes entrando e as tensões conforme a Figura 234 As quatro grandezas envolvidas são relacionadas entre si por funções lineares fixando duas variáveis dependentes e duas variáveis independentes Para o modelo do transistor fixaremos v1 e i2 como variáveis dependentes e i1 e v2 como variáveis independentes assim v f i v i f i v 1 1 1 2 2 2 1 2 224 Por misturar tensão e corrente como variáveis dependentes e independentes esse modelo matemático recebe o nome de modelo híbrido ou modelo h Para relacionar essas tensões e correntes utilizamos os parâmetros h denominados por h11 h12 h21 e h22 Agora podemos redefinir 224 da seguinte forma Figura 233 Circuito quadripolo Fonte adaptada de Marques 2013 p 188 U2 Transistores bipolares de junção TBJ 66 v h i h v i h i h v 1 11 1 12 2 2 21 1 22 2 225 Daí podemos obter o significado físico dos parâmetros h para isso basta fixar o valor de uma das variáveis independentes Fazendo v2 0 temos Impedância de entrada com saída em curto h v i v 11 1 1 2 0 Ganho direto de corrente com saída em curto h i i v 21 2 1 2 0 Fazendo i1 0 temos Ganho reverso de tensão com entrada aberta h v v i 12 1 2 1 0 Admitância de saída com entrada em curto h i v i 22 2 2 1 0 A Figura 234 apresenta o modelo elétrico do quadripolo para os parâmetros h A entrada desse modelo é representada por um equivalente de Thévenin composto pela impedância de entrada h11 em série com um gerador de tensão de valor h v 12 2 em que a tensão de saída v2 e a variável independente e a saída é representada por um equivalente de Norton composto pela admitância h22 em paralelo com um gerador de corrente de valor h i 21 1 em que a corrente de entrada é a variável independente Figura 234 Modelo elétrico do quadripolo para os parâmetros h Fonte adaptada de Marques 2013 p 190 Então os transistores de pequenos sinais podem então ser modelados Como vimos os transistores podem estar configurados U2 Transistores bipolares de junção TBJ 67 Quadro 22 Parâmetros h nas configurações EC BC e CC a índices b nomenclaturas Fonte adaptada de Marques 2013 p 191 Em geral as folhas de dados não fornecem todos os parâmetros do transistor sendo comum apresentar apenas os da configuração EC Para saber como obter os demais parâmetros faça uma leitura sobre esse assunto nas páginas de 191 a 194 do livro MARQUES Angelo E B CHOUERI Jr Salomão CRUZ Eduardo C A Dispositivos semicondutores diodo e transistores 13 ed São Paulo Editora Érica Ltda 2013 Pesquise mais como base comum BC emissor comum EC e coletor comum CC de modo que cada configuração apresenta um conjunto específico de parâmetros As folhas de dados adotam a nomenclatura hAB para os parâmetros do transistor em que o significado de A e B são apresentados no Quadro 22 Conhecendo a análise do modelo híbrido do transistor podemos agora analisar um amplificador e determinar seus parâmetros Para isso vamos considerar o modelo híbrido do amplificador mostrado na Figura 235 obtido acrescentando um gerador de tensão vG com uma resistência interna RiG e uma carga RL na saída U2 Transistores bipolares de junção TBJ 68 Deste modelo obteremos os seguintes parâmetros do amplificador ganho de corrente Ai sem considerar RiG impedância de entrada ZE ganho de tensão AV sem considerar RiG impedância de saída ZS ganho de corrente AiG considerando RiG e ganho de tensão AVG considerando RiG Os dois últimos parâmetros são pertinentes por não haver fonte de tensão ideal RiG 0 tão pouco fonte de corrente ideal RiG Por isso é importante também analisar a influência que a resistência interna do gerador RiG exerce nos ganhos de tensão e corrente do amplificador O ganho de corrente é a relação entre as correntes de saída iL e de entrada i1 de modo que A i i i L 1 Considerando o nó de saída da Figura 235 e aplicando a lei dos nós temos que i h i h v f o 2 1 2 Como i iL 2 e v i R L L 2 temos i h i h i R L f L L 1 0 assim A h h R i F o L 1 226 A impedância de entrada é a relação entre a tensão de entrada v1 e a corrente de entrada i1 de modo que Z v i E 1 1 Considerando a malha de entrada da Figura 235 e aplicando a lei das malhas temos v h i h v i r 1 1 2 Fazendo mais uma vez v i R L L 2 e dividindo a equação anterior por i1 teremos Z h i Z h i i h i R h i R E i E i r L L r L L 1 1 1 227 Figura 235 Modelo híbrido de um amplificador Fonte adaptada de Marques 2013 p 198 U2 Transistores bipolares de junção TBJ 69 O ganho de tensão é a relação entre a tensão de saída vL e a tensão de entrada v1 De forma que A v v V L 1 Aqui utilizamos mais uma vez a equação da malha de entrada v h i h v i r 1 1 2 mais o fato que v v i R L L L 2 Substituindo essas duas equações na expressão anterior chegamos a A h i R i h i R V i L L r L L 1 Multiplicando o numerador e o denominador por i1 podemos escrever AV em função de Ai e ZE ou em função apenas dos elementos do circuito A A Z R V i E L ou A h h h R h h h R V F i i L o f r L 228 A impedância de saída vista pela carga deve levar em conta o efeito da resistência RiG do gerador de tensão na entrada sendo definido como a relação entre a tensão de saída vL em circuito aberto e a corrente de saída i2 com o gerador de tensão na entrada em curto de modo que Z V i S L L aberto curto Assim voltando à Figura 236 e deduzindo as equações da tensão e corrente de saída nas condições apresentadas chegamos à seguinte expressão Z R h R h h h h S iG i iG i o f r 229 Como indicado por Marques 2013 a resistência de carga influencia tanto nos ganhos de corrente e tensão quanto na impedância de entrada A impedância de saída sofre influência da resistência interna do gerador de tensão da entrada O ganho de corrente AiG é obtido considerando a resistência interna do gerador de tensão da entrada e é dado por U2 Transistores bipolares de junção TBJ 70 A R R Z A iG iG iG E i 230 Assim como o ganho de tensão AvG que é dado por A Z R Z A vG E iG E v 231 As equações de 226 e 231 correspondem aos parâmetros de um amplificador e servem para qualquer uma das configurações EC BC ou CC do transistor De modo que podemos redesenhar a Figura 235 como a Figura 236 Com esses parâmetros podemos calcular as tensões e correntes totais CC e AC na entrada e saída do transistor No Quadro 23 temos os valores para a configuração EC Para saber como 230 e 231 foram obtidas faça uma leitura das páginas de 202 e 203 do livro MARQUES Ângelo E B CHOUERI Jr Salomão CRUZ Eduardo C A Dispositivos semicondutores diodo e transistores 13 ed São Paulo Editora Érica Ltda 2013 Pesquise mais Figura 236 Parâmetros de um amplificador Fonte adaptada de Marques 2013 p 204 U2 Transistores bipolares de junção TBJ 71 Relembrando nossa situação prática devemos fazer uma análise CA do circuito do préamplificador que viemos trabalhando no decorrer desta unidade O primeiro passo é redesenhar o circuito do préamplificador posicionando os capacitores de acoplamento e o captador magnético modelado por um gerador de tensão e o amplificador de potência modelado como uma resistência de carga O resultado pode ser visto na Figura 237 Quadro 23 Tensões e correntes totais CC e AC na configuração EC Fonte elaborado pelo autor Entrada Saída Impedância ZE ZS Tensão AC v Z R Z v BE E iG E G v A v CE v BE ou v A v CE vG G Tensão CC v V V B BEQ RE v V V C CEQ RE Corrente AC i v R Z B G iG E i A i C i B pois i i C L Corrente CC IBQ ICQ Sem medo de errar Figura 237 Circuito completo do préamplificador Fonte elaborada pelo autor U2 Transistores bipolares de junção TBJ 72 Agora podemos calcular o circuito equivalente da Figura 238b fazendo R iG 18 100 10 10 2 10 1 7 3 3 3 kΩ v v G G p p 18 100 18 100 10 10 10 10 2 10 22 10 3 3 3 3 3 mV R L 2 7 2 10 10 115 3 3 kΩ Da folha de dados do BC548C retiramos os seus parâmetros h hfe 600 hie 8 7 kΩ 60 hoe m W e hre 3 10 4 e PCmax 500 mW Com essas informações podemos calcular os parâmetros básicos do amplificador A h h R i F oe L 1 600 1 60 561 3 10 115 10 6 3 Assim podemos partir para a análise CA Para isso devemos primeiro considerar os capacitores de acoplamento como um curto circuito para em seguida redesenhar o circuito da Figura 238 o resultado pode ser visto na Figura 238a Este circuito pode ainda ser simplificado como o visto na Figura 238b Figura 238 Circuito para análise CA do préamplificador com a capacitores em curto e b circuito equivalente Fonte elaborada pelo autor U2 Transistores bipolares de junção TBJ 73 Análise dos sinais AC em um transistor Descrição da situaçãoproblema Trabalhamos durante toda esta unidade no projeto e análise de um préamplificador de áudio Nesse ponto já projetamos o circuito de polarização do transistor e iniciamos a análise CA encontrando os parâmetros básicos do amplificador E se você fosse incumbido de realizar a análise completa do projeto do préamplificador Para isso o que mais é preciso ser feito Finalize a análise do préamplificador para que você possa partir para o projeto e análise do amplificador de potência do seu amplificador de áudio Resolução da situaçãoproblema Uma vez que os parâmetros básicos do transistor foram obtidos para finalizar a análise CA do préamplificador devemos calcular as tensões e correntes CC e CA de entrada e saída do seu circuito Inicialmente faremos um novo esboço do préamplificador dando enfoque para os seus parâmetros básicos o resultado é visto na Figura 239 Avançando na prática Z h A h R E ie i re L 8 7 10 561 3 3 10 115 10 8 5 3 4 3 kΩ A A Z R V i E L 5613 8 5 75 9 115 10 10 3 3 A R R Z A iG iG iG E i 1 7 1 7 8 5 561 3 93 55 10 10 10 3 3 3 A Z R Z A vG E iG E v 8 5 1 7 8 5 75 9 63 3 10 10 10 3 3 3 Z R h R h h h h S iG ie iG ie oe fe re 1 7 10 8 7 10 8 5 10 8 3 3 3 7 10 10 10 60 600 3 12 20 3 6 4 kΩ U2 Transistores bipolares de junção TBJ 74 Agora podemos calcular as grandezas de entrada v Z R Z v BE E iG E G 8 5 1 7 22 10 18 4 10 10 8 5 10 10 3 3 3 3 mV v V V B BEQ RE 0 7 1 2 1 9 V lembrando que os valores de VBEQ e VRE foram determinados na Seção 22 i v R Z A B G iG E 22 10 1 7 2 17 10 10 8 5 10 3 3 3 µ A 476 IBQ m IBQ também foi determinado na Seção 22 E as grandezas de saída v A v CE v BE 75 9 18 4 10 1 39 3 V v V V C CEQ RE 5 1 2 6 2 V VCEQ também foi determinado na Seção 22 i A i C i B 561 3 2 17 10 1 22 6 mA ICQ 2 mA ICQ também foi determinado na Seção 22 Com esses valores podemos fazer um esboço dos gráficos de tensão e corrente de entrada e saída do circuito préamplificador como pode ser visto na Figura 240 Figura 239 Esboço do préamplificador destacando os seus parâmetros básicos Fonte elaborada pelo autor U2 Transistores bipolares de junção TBJ 75 Figura 240 Gráficos de tensão e corrente de entrada e saída Fonte elaborada pelo autor Fonte elaborada pelo autor 1 Segundo Marques 2013 em um transistor polarizado na configuração emissor comum com ponto quiescente localizado no meio da região ativa uma pequena variação na tensão vBE provoca uma variação semelhante na corrente de base iB Essa variação em iB por sua vez provoca uma variação na corrente de coletor iC e na tensão vCE como podemos ver na Figura 241 Faça valer a pena U2 Transistores bipolares de junção TBJ 76 Nesse contexto considere as afirmações a seguir I O ganho de corrente definido por A i i i C B é maior que 1 em módulo pois a ordem de grandeza das variações da corrente do coletor é maior que a ordem de grandeza das variações da corrente de base II O ganho de tensão definido por A v v i CE BE é maior que 1 em módulo pois a ordem de grandeza das variações da tensão de saída é maior que a ordem de grandeza das variações da tensão de entrada III Tanto o ganho de corrente quanto o ganho de tensão tem resultado positivo pois as grandezas de saída estão em fase com as grandezas de entrada É correto o que se afirma em a I e III apenas b II e III apenas c I e II apenas d II apenas e I II e III Figura 241 Variações de tensão e corrente no transistor a entrada b saída Fonte adaptada de Marques 2013 p 178 2 Boylestad e Nashelsky 2013 define modelo como a combinação de elementos de circuito apropriadamente selecionados que se assemelham tanto quanto possível ao funcionamento real de um dispositivo semicondutor sob condições específicas de operação Segundo Marques 2013 qualquer circuito formado por elementos lineares pode ser representado por um quadripolo como o da Figura 242 U2 Transistores bipolares de junção TBJ 77 Figura 242 Circuito quadripolo Quadro 24 Parâmetros h e significados físicos Fonte adaptada de Marques 2013 p 178 Fonte elaborado pelo autor Sobre o quadripolo como modelo para o transistor bipolar de junção associe os parâmetros h da primeira coluna com os seus significados físicos na segunda coluna do Quadro 24 Assinale a alternativa que representa a sequência de associações corretas a 1 C 2 B 3 D 4 A b 1 A 2 B 3 C 4 D c 1 C 2 A 3 B 4 D d 1 B 2 D 3 C 4 A e 1 C 2 D 3 B 4 A 1 h v i v 11 1 1 2 0 A Admitância de saída com entrada em curto 2 h i i v 21 2 1 0 2 B Ganho direto de corrente com saída em curto 3 h v v i 12 1 2 1 0 C Impedância de entrada com saída em curto 4 h i v i 22 2 2 1 0 D Ganho reverso de tensão com entrada aberta 3 Considere que um transistor BC107A com parâmetros h para configuração emissor comum dados na Tabela 21 está ligado a um gerador de sinal com resistência interna RiG 1 kΩ e fornece um sinal amplificado a uma carga de RL 5 kΩ conforme mostra a Figura 243 U2 Transistores bipolares de junção TBJ 78 Com isso calcule os parâmetros gerais Ai ZE AV ZS AiG e AvG desse amplificador a Ai 202 ZE 2 5 kΩ AV 404 ZS 110 kΩ AiG 58 e AvG 289 b Ai 202 ZE 2 5 Ω AV 404 ZS 110 Ω AiG 58 e AvG 289 c Ai 404 ZE 2 5 kΩ AV 202 ZS 110 kΩ AiG 58 e AvG 289 d Ai 202 ZE 2 5 kΩ AV 404 ZS 110 kΩ AiG 58 e AvG 289 e Ai 220 ZE 2 5 kΩ AV 440 ZS 110 kΩ AiG 58 e AvG 289 Tabela 21 Parâmetros h do transistor BC107A Figura 243 Modelo híbrido para o amplificador com o transistor BC107A Fonte adaptada de Marques 2013 p 205 Fonte adaptada de Marques 2013 p 205 hie 2 7 kW hre 1 5 10 4 hfe 220 hoe 18 µΩ 1 BOYLESTAD Robert L NASHELSKY Louis Dispositivos eletrônicos e teoria de circuitos 11 ed São Paulo Pearson Education do Brasil 2013 FAIRCHILD Semiconductor Corparation BC548 NPN General Purpose Amplifier datasheet California FAIRCHILD Semiconductor international 1997 FAIRCHILD Semiconductor Corparation 2N4123 NPN General Purpose Amplifier datasheet California FAIRCHILD Semiconductor international 2000 MACNEIL Jessica First successful test of the transistor December 16 1947 EDN Network Blog 16 dez 2016 Disponível em httpwwwedncomelectronicsblogs ednmoments44260861stsuccessfultestofthetransistorDecember161947 Acesso em 5 maio 2018 MALVINO Albert BATES David J Eletrônica 7 ed Versão concisa Porto Alegra AMGH 2011 MARKUS Otávio Sistemas analógicos circuitos com diodos e transistores 8 ed São Paulo Érica 2008 MARQUES Ângelo E B CHOUERI Jr Salomão CRUZ Eduardo C A Dispositivos semicondutores diodo e transistores 13 ed São Paulo Editora Érica Ltda 2013 SEMICONDUCTOR Components Industries BC549B C and BC550B C Low Nois Transistor datasheet Semiconductor Components Industries LLC 2001 SEMICONDUCTOR Components Industries BC337 BC33725 and BC33740 Amplifier Transistor datasheet Semiconductor Components Industries LLC 2013 Referências Total Device Dissipation 625 mW Unidade 3 Caro aluno na unidade anterior aprendemos sobre o transistor de junção bipolar TBJ que se caracteriza por ser um dispositivo bipolar de três terminais base emissor e coletor controlado por corrente ou seja a corrente de saída ou do coletor é uma função direta da corrente de entrada ou da base Contudo este não é o único transistor comercialmente utilizado existe também o transistor do tipo FET do inglês Field Effect Transistor ou transistor de efeito de campo Este dispositivo como o próprio nome diz tem a característica de funcionar por efeito de um campo elétrico e é muito utilizado como amplificadores chaves eletrônicas ou em controle de corrente sobre uma carga Este dispositivo eletrônico pode ser do tipo JFET MOSFET ou ainda MESFET Neste material daremos enfoque ao FET do tipo JFET ou transistor de efeito de campo de junção Junction Field Efect Transistor Sendo assim na primeira seção veremos os aspectos básicos dos JFET conheceremos a sua estrutura de construtiva sua operação e a curva característica de transferência Em seguida na segunda seção conheceremos os principais tipos de polarização dentre elas a polarização por divisor de tensão a autopolarização a polarização fixa e a porta comum Por fim na terceira seção veremos os circuitos básicos dos amplificadores com JFET Neste contexto para pôr em prática todo este conhecimento imagine que você trabalha na equipe técnica de uma empresa que oferece soluções e manutenção elétrica Dentre os serviços requisitados à sua equipe estão o projeto do controle de iluminação para aviários iluminação temporizada interna de um veículo e sistema automático de irrigação Convite ao estudo Transistores de efeito de campo FET Para que essas tarefas sejam executadas com qualidade fique atento aos conceitos que serão apresentados nesta unidade faça anotações e pergunte ao seu professor sempre que tiver dúvidas Bons estudos e ótimo trabalho U3 Transistores de efeito de campo FET 27 O transistor é de efeito de campo FET é um dispositivo de três terminais utilizado em diversas aplicações que muito se assemelha aos dispositivos TBJs A principal diferença entre os tipos de transistor é o fato em que o JFET é um dispositivo controlado por tensão Além disso este tipo dispositivo é qualificado por ser unipolar isto é tem seu funcionamento dependente apenas de um tipo de carga elétrons livres canal n ou lacunas canal p e com alta impedância de entrada que variam de um a várias centenas de megaohms Por ser um elemento de três terminais a porta ou gate G o dreno D e a fonte ou source S comercialmente os JFETs possuem os encapsulamentos apresentados na Figura 31 Seção 31 Diálogo aberto Aspectos básicos dos FETs Figura 31 Tipos de encapsulamento do FET Fonte adaptada de iStock Dada a importância deste dispositivo nesta seção iniciaremos nosso conhecimento sobre os dispositivos do tipo JFET Veremos seus aspectos construtivos funcionamento a curva característica de transferência e algumas das aplicações quando este dispositivo funciona como chave eletrônica Sendo assim para praticar todo esse conhecimento considere que você é o responsável técnico de uma empresa que oferece soluções e manutenção eletroeletrônica que foi contratada para U3 Transistores de efeito de campo FET 28 o desenvolvimento de iluminação em uma granja que controla o crescimento das aves por meio de iluminação as famosas Dark House casa escura em inglês Esta tecnologia consiste em controlar a luminosidade do aviário de modo a estimular os ciclos de engorda e vida do animal reduzindo a energia gasta a mortalidade os custos com mão de obra e o tempo de alojamento Foi solicitado pelo contratante que seja oferecido três diferentes níveis de iluminação para períodos distintos de engorda dos animais Como você projetaria este circuito utilizando os dispositivos JFET E então pronto para mais este conhecimento Desejamos bons estudos e um ótimo trabalho Não pode faltar O transistor de efeito de campo de junção Junction Field Efect Transistor JFET é um dispositivo de três terminais sendo que um deles a porta ou gate G controla a corrente entre os outros dois dreno D e fonte ou source S A Figura 32a apresenta uma construção do JFET de canal n visto que a maior parte da estrutura deste dispositivo é do material do tipo n que forma um canal entre as camadas de material do tipo p A parte superior deste canal é chamado de dreno enquanto que a inferior de fonte Já as regiões do material p estão conectadas internamente para obter um único terminal externo simples chamado de porta G F igura 3 2 Aspecto construtivo do transistor de efeito campo de junção JFET de canal n a didático b prático n p p Dreno D Fonte S Porta G Substrato P Substrato P Substrato N Dreno Porta Fonte a b Fonte elaborado pela autora U3 Transistores de efeito de campo FET 29 A Figura 32a é utilizada para fins didáticos Na prática os processos de dopagem nos dois lados do substrato costumam ser bastante complicados Entretanto uma forma simples e muito aplicada é a geometria construtiva de um JFET canal N é ilustrada na Figura 32b Sendo assim se conectarmos uma fonte de tensão VDD com a polaridade positiva conectada ao terminal do dreno e a negativa aos terminais da fonte e da porta ou seja 0 VGS o resultado é uma região de depleção na borda de cada material do tipo p como ilustra a Figura 33a No momento em que a fonte de tensão é aplicada os elétrons seguem para o terminal D estabelecendo a corrente convencional DI do qual o sentido é mostrado na Figura 33b Observando esta figura notamos que D S I I visto que o caminho do fluxo de elétrons é irrestrito e limitado apenas pela resistência do canal entre o dreno e a fonte Além disso notamos também que a região de depleção é mais larga na parte superior de ambos os materiais do tipo p Isto ocorre devido a região superior do material estar polarizada reversamente com a tensão maior que a região inferior a polaridade positiva da fonte está no terminal do dreno BOYLESTAD 2013 Lembrese Quanto maior a tensão reversa aplicada aos terminais dos materiais np maior é a região de depleção Figura 33 JFET com 0 e V 0 GS DS VGS DS VGS DS 0 e V 0 0 e V 0 GS DS GS 0 e VDS 0 GS 0 e VDS 0 0 e V 0 GS 0 e VDS 0 a camada de depleção inicial b região de depleção mais larga na parte superior n p p D S G Região de depleção V 0 GS p ID IS VDD VDS n p p D S G Região de depleção VGS VDD VDS a b Fonte elaborado pela autora U3 Transistores de efeito de campo FET 30 O fato da junção pn estar polarizada reversamente faz com que a corrente de porta GI seja aproximadamente zero o que equivale a dizer que este dispositivo possui uma resistência de entrada quase infinita ou seja como a corrente de porta é GI 0 o JFET apresenta uma alta impedância de entrada Conforme o valor da fonte VDD aumenta a corrente DI cresce aproximadamente até DS p V V e em seguida esta corrente fica com valor constante como pode ser observado no gráfico D DS I x V da Figura 34 Esta propriedade ocorre pois quando VDS aumenta as camadas de depleção se expandem provocando uma considerável redução na largura do canal e consecutivamente uma diminuição do fluxo de elétrons entre a fonte e o dreno Em outras palavras com o aumento da camada de depleção há um aumento na resistência do canal do tipo n e uma diminuição na variação do valor da corrente DI Quando DS p V V as camadas de depleção quase se tocam e o canal de condução tipo n ainda mais estreito estrangula ou evita o aumento da corrente fazendo surgir assim a condição de pinchoff ou estrangulamento como apresentado pela Figura 35 O valor de tensão de VDS que estabelece essa condição é chamado de tensão de pinchoff p V também conhecida como tensão de estrangulamento ou tensão de constrição e nesta condição a corrente DI passa a manter um valor constante de saturação definido como IDSS drainsource shorted current ou corrente de curtocircuito drenofonte Figura 34 Comporta mento da corrente DI x DS VDS VDS para 0 GS VGS VGS DSS I Vp DS máx V DS V DI Região Ativa 0 VGS Região de Ruptura Tensão de Estrangulamento Fonte elaborado pela autora U3 Transistores de efeito de campo FET 31 Figura 35 Condição de pinchoff 0 V V GS DS p 0 V V GS DS p 0 V V V V 0 V V V V 0 V V GS DS p V V GS DS p 0 V V GS DS p 0 V V V V 0 V V GS DS p 0 V V V V V V 0 V V V V 0 V V 0 V V V V 0 V V GS DS p V V GS DS p GS DS p V V GS DS p 0 V V GS DS p 0 V V V V 0 V V GS DS p 0 V V 0 V V GS DS p 0 V V V V 0 V V GS DS p 0 V V n p p D S G PinchOff V 0 GS p VDS Vp Fonte elaborado pela autora A região ativa ou região de saturação de um JFET Figura 34 darseá entre a tensão de estrangulamento p V e a tensão de ruptura VDS máx Nesta região o JFET funciona como uma fonte de corrente com valor constante aproximadamente igual a DSS I neste caso quando 0 VGS como mostra a Figura 36 Já na região de ruptura quando m x DS DS á V V há um aumento rápido de corrente no FET Muitos dispositivos serão destruídos se operados nesta região porém assim como com os diodos zener existem dispositivos que são projetados especialmente para funcionar nessa região de avalanche Figura 36 Fonte de corrente e quivalente para 0 GS DS p 0 GS DS p 0 V V V 0 V V V 0 GS DS p V V V GS DS p 0 GS DS p 0 V V V 0 GS DS p 0 GS DS p GS DS p 0 GS DS p 0 0 GS DS p 0 V V V V V V 0 V V V 0 0 V V V 0 GS DS p V V V GS DS p GS DS p V V V GS DS p 0 GS DS p 0 V V V 0 GS DS p 0 0 GS DS p 0 V V V 0 GS DS p 0 VDS ID IDSS Carga Fonte elaborado pela autora A notação IDSS drainsource shorted current deriva do fato de a corrente ser do dreno para fonte com a conexão da porta para fonte em curtocircuito Vale ressaltar que IDSS é o valor máximo de corrente de dreno que um JFET pode produzir Além U3 Transistores de efeito de campo FET 32 disso segundo Malvino 2011 este é um dos mais importantes valores do JFET e você deve sempre procurar por ele na folha de dados ou datasheet visto que é o limite superior de corrente do mesmo Trabalhamos até aqui com valor de tensão nula entre a porta e a fonte 0 VGS Se a partir de agora inserirmos uma fonte de tensão entre esses terminais como mostra a Figura 37 veremos que a polarização negativa estabelece regiões de depleção semelhantes à obtidas com 0 VGS mas com valores menores de VDS Ou seja o efeito da aplicação de uma fonte negativa entre o terminal da porta e da fonte é atingir a região ativa com valores menores de tensão de VDS como mostra a Figura 38 Figura 37 Fonte de tensão negativa ap licada entre os terminais da porta e da fonte de um JFET n p p D S G V 1V GS p ID IS V 0 DS I 0 A G Fonte elaborado pela autora Figura 38 Curva característica do JFET de canal n 8 mA e V 4 V DSS 8 mA e Vp 4 V DSS 8 mA e Vp 4 V I 8 mA e V 4 V 8 mA e V 4 V DSS p DSS 8 mA e Vp 4 V DSS 8 mA e Vp 4 V 8 mA e V 4 V DSS 8 mA e Vp 4 V Fonte adaptado de Boylestad 2013 p 322 U3 Transistores de efeito de campo FET 33 Observe a partir da Figura 38 que a tensão de pinchoff p V diminui descrevendo uma parábola à medida que a tensão VGS se torna cada vez mais negativa Além disso o valor de DI também reduz à medida que VGS decresce e se torna mais negativa Assim quando GS p V V a tensão será negativa o suficiente para zerar a corrente DI condição para este dispositivo estar no seu estado desligado e a região inferior a esta curva ser conhecida como Região de corte como apresentado na Figura 39 Segundo Boylestad 2013 na maioria das folhas de dados a tensão de pinchoff é especificada como VGS desligamento em vez de p V Vale ressaltar também que devido a este comportamento de alterar ou controlar o valor da corrente DI a tensão da porta para fonte VGS é denominada de tensão controladora do JFET Já a região à esquerda da linha de pinchoff Figura 38 é conhecida como região ôhmica ou região de resistência controlada por tensão Nesta região o JFET pode ser considerado como um resistor variável cuja resistência é controlada pela tensão portafonte aplicada Note a partir desta figura que quanto mais negativo o valor de VGS mais a inclinação da curva sólida se torna horizontal representando um aumento do valor da resistência que pode ser aproximado pela equação 0 2 1 d GS p r r V V æ ö ç ç ç ç ø è sendo 0r a resistência com a tensão controladora nula e dr a resistência para um valor específico de VGS diferente de zero Figura 39 Regiões das curvas do dreno Fonte elaborado pela autora U3 Transistores de efeito de campo FET 34 Para valores de tensão VGS entre 0 e p V a corrente DI irá variar respectivamente entre o valor máximo a 0 A O JFET de canal p tem exatamente a mesma estrutura que o dispositivo de canal n contudo as localizações dos materiais do tipo p e n são trocadas A partir do que vimos para o JET tipo n você conseguiria determinar os sentidos das correntes as polaridades das tensões de GS e V DS V e como seria a curva característica do JFET de canal p Os dispositivos JFET são representados por símbolos gráficos de acordo com a Figura 310 A Figura 310a representa o JFET de canal n cuja seta aponta para dentro do dispositivo indicando o sentindo da corrente do portão GI e iria fluir se este dispositivo fosse polarizado diretamente Já a Figura 310b ilustra o símbolo gráfico do JFET para o de canal p cuja única distinção é o sentido da seta Figura 310 Símbolo JFET para o canal tipo n a e para o canal tipo p b VGS VDS G D S DI VGS VDS G D S DI a b Fonte elaborado pela autora Outra importante representação para os dispositivos JFET é a curva característica de transferência apresentada na Figura 311 gráfico da esquerda Esta curva é definida pela equação de Shockley 31 e mostra a relação de DI e VGS 2 1 GS D DSS p I V I V æ ö ç ç ç ç çè ø 31 Assimile Reflita U3 Transistores de efeito de campo FET 35 Figura 311 Curva característica de transferência e a curva característica do JFET Fonte adaptado de Boylestad 2013 p 324 O termo quadrático 31 evidencia a relação não linear entre a corrente do dreno parâmetro de saída e a tensão controladora do JFET parâmetro de entrada Esta relação resulta em uma curva que cresce exponencialmente para valores decrescentes de VGS Ademais a curva característica de transferência pode ser obtida utilizando a curva característica do JFET apresentada na Figura 38 como mostra a Figura 311 Utilizando o gráfico à direita do eixo das ordenadas podemos traçar uma linha horizontal a partir da região ativa ou de saturação ao eixo DI Por exemplo para a curva em que 0 VGS podemos tracejar uma linha horizontal da região ativa até o eixo y o valor resultante será a corrente de dreno que neste caso terá seu valor máximo equivalente a 8 mA IDSS Já quando 4 mA GS p V V se traçarmos a reta horizontal veremos que a corrente do dreno é nula Dessa forma por este método gráfico notamos que a curva característica de transferência de um JFET não é afetada pelo circuito no qual este dispositivo é empregado Uma outra forma de traçarmos a curva característica de transferência de forma mais rápida e simplificada é utilizando alguns valores que podem ser facilmente memorizados para marcação dos pontos necessários para traçarmos o gráfico desta curva As relações destes pontos são obtidas a partir da Equação de Schockley 31 como mostra a Tabela 31 U3 Transistores de efeito de campo FET 36 Tabela 31 Relação GS D V GS x I D V GS x I D para traçar a curva de transferência 0 03 05 Fonte Boylestad 2013 p 326 VGS DI DSS I p V DSS 2 I Vp DSS 4 I Vp 0 Trace a curva de transferência de um JFET que possui 10 mA IDSS e 4 V p V Resolução Sabemos que 10 mA IDSS quando 0 V VGS e que DI 0 mA quando 4 V GS p V V Para V 03 0 1 3 4 2 GS p V V o valor de 10 5 mA 2 2 DSS D I I Já quando V 05 0 5 4 2 GS p V V o valor de 10 25 mA 4 4 DSS D I I Assim a partir dos quatros pontos do gráfico bem definidos podemos de forma simples obter a curva de transferência completa como mostra a Figura 312 Exemplificando Figura 312 Curva de transferência ID VGS 10 mA 5 mA 25 mA 0 12 2 4 Fonte elaborado pela autora U3 Transistores de efeito de campo FET 37 Os parâmetros fundamentais sobre o bom funcionamento do JFET é visto na sua folha de dados fornecidos por todos os fabricantes Dentre as especificações detalhadas temos as especificações máximas valores que não devem ser ultrapassados em nenhum ponto de operação em determinado projeto as características elétricas nestas incluem o valor de p V nas características em estado desligado e DSS I em estado ligado Para saber um pouco mais sobre esta folha de dados consulte o link httpsbitly2Mp5dlY Acesso em 11 jun 2018 Pesquise mais Sem medo de errar Você é o responsável técnico de uma empresa que oferece soluções e manutenção eletroeletrônica que foi contratada para o desenvolvimento de iluminação em uma granja que controla o crescimento das aves por meio de iluminação as famosas Dark House casa escura em inglês como ilustra a Figura 313 Esta tecnologia consiste em controlar a luminosidade do aviário de modo a estimular os ciclos de engorda e vida do animal reduzindo a energia gasta a mortalidade os custos com mão de obra e o tempo de alojamento Disponível em httpsbitly2N7Fw5U Acesso em 18 jun 2018 Figura 313 Dark House para o controle do ciclo de engorda da vida animal Fonte httpsbitly2N7Fw5U Acesso em 18 jun 2018 U3 Transistores de efeito de campo FET 38 Foi solicitado pelo contratante que seja oferecido três diferentes níveis de iluminação para períodos distintos de engorda dos animais Como você projetaria este circuito utilizando os dispositivos JFET Uma possível forma de projetar este circuito utilizando JFET 2N5457 é apresentado na Figura 314 Neste projeto percebemos que o controle de luminosidade é feito por meio da alteração do valor de corrente entre o dreno e a fonte controlada pela variação da tensão da porta via potenciômetro Figura 314 Circuito controle de iluminação Dark House Fonte elaborado pela autora Sabemos que a corrente DI será máxima DSS I quando a tensão VGS for nula isto é quando o potenciômetro está na posição de menor valor assim aterramos os terminais entre a porta e a fonte Neste caso teremos a lâmpada com máximo brilho A partir do valor de corrente máximo podemos criar outros dois pontos de nível de iluminação um para metade da corrente máxima isto é IDSS 2 neste caso por meio da Tabela 31 sabemos que 03 GS p V V e outro para IDSS 4 neste caso sabemos que 05 GS p V V A curva de transferência para este dispositivo ficaria como mostra a Figura 315 Figura 315 Curva transferência JFET Sem medo de errar ID VGS DSS I DSS 2 I 0 Vp DSS 4 I 05 Vp 03 Vp Fonte elaborado pela autora U3 Transistores de efeito de campo FET 39 Assim dada a s características de chaveamento do JFET você conseguirá implementar o controle de iluminação para o aviário Sistema multiplexador Descrição da situaçãoproblema Você é o responsável técnico de uma empresa que oferece soluções e manutenção eletroeletrônica que foi contratada para o desenvolvimento de um sistema multiplexador isto é um circuito que transporta múltiplos tipos de sinais por um único meio de condução Muito utilizados em situações onde o custo de implementação de canais separados para cada fonte de dados é maior que o custo e a inconveniência de utilizar as funções de multiplexação Foi solicitado pelo contratante que sejam transmitidos três diferentes tipos de sinais por exemplo som de mais de uma fonte e imagem Como você projetaria este circuito utilizando os dispositivos JFET Resolução da situaçãoproblema Uma possível forma de projetar este circuito utilizando JFET é apresentado na Figura 316 Avançando na prática Fonte elaborado pela autora Figura 316 Sistema multiplexador U U U U U saida V R 1 V V2 V3 U3 Transistores de efeito de campo FET 40 Considerando 1 V em nível alto e as outr as duas tensões em nível baixo a informação transmitida será uma onda senoidal ou o primeiro tipo de sinal Se 2 V for colocado em nível alto e os outros dois em nível baixo o sinal transmitido será a onda triangular ou o segundo tipo de sinal E por fim se a entrada 3 V for alta a saída será uma onda quadrada ou o terceiro tipo de sinal Assim com o JFET funcionando como chave eletrônica você como técnico responsável pelo projeto conseguirá desenvolver o sistema multiplexador solicitado 1 O transistor de efeito de campo Fieldeffect transistor FET são dispositivos que possuem seu funcionamento através do efeito de campo elétrico Estes dispositivos são muito utilizados como amplificadores chaves eletrônicas ou quando é necessário um controle de corrente elétrica sobre uma carga Sobre os dispositivos FET podemos afirmar I São dispositivos unipolares isto é tem seu funcionamento dependente apenas de um tipo de carga II Possuem alta impedância de entrada que variam de um a centenas megaohms III São dispositivos que controlam a corrente de saída a partir da tensão de entrada Com relação às afirmativas feitas sobre a FET estão corretas apenas a I e III apenas b I e II apenas c II e III apenas d I apenas e I II e III 2 Sobre o dispositivo JFET analise as afirmações a seguir Faça valer a pena Coluna 1 Coluna 2 I Região de ôhmica a é quando o valor de m x DS DS á V V Nesta região temse um aumento rápido de corrente no FET Muitos dispositivos serão destruídos se operados nesta região porém existem dispositivos que são projetados especialmente para funcionar nessa região de avalanche U3 Transistores de efeito de campo FET 41 II Região ativa b é a região entre a origem e a tensão de estrangulamento III Região de ruptura c é a região cujo valor de DI é nulo ou seja o dispositivo está em seu estado desligado IV Região de corte d é a região com valores de DI constante entre a tensão p V e VDS máx Com relação às afirmativas feitas sobre a FET associe a coluna 1 com a coluna 2 a Id IIb IIIa IVc b Ia IIb IIId IVc c Ib IId IIIa IVc d Ib IIa IIId IVc e Ia IId IIIb IVc 3 A curva de transferência ou transcondutância de um dispositivo JFET transistor de efeito de campo de junção mostra como a corrente de dreno DI varia em função da tensão VGS aplicada à porta Esta curva é definida pela equação de Shockley como mostra a 31 2 1 GS D DSS p I V I V æ ö ç ç ç ç çè ø 31 Dado a curva de transferência apresentada na Figura 3 17 podemos afirmar que ID VGS 4 mA 2 mA 1mA 0 12 2 4 Figura 317 Curva de transferência questão 3 Fonte elaborado pela autora a 12 V p V e 4 mA IDSS b 2 V p V e 2 mA IDSS c 4 V p V e 2 mA IDSS d 2 V p V e 4 mA IDSS e 4 V p V e 4 mA IDSS U3 Transistores de efeito de campo FET 42 Caro aluno Ao operar dispositivos eletrônicos é importante que o técnico saiba os pontos de operação que otimizem o funcionamento deste componente a fim de obter um melhor proveito Quando tratamos de transistores o ponto de operação é também conhecido como ponto quiescente Para transistores de efeito de campo Fieldeffect transistor FET é importante obter a corrente de dreno ou variável de saída e a tensão de controle entre a porta e a fonte ou variável de entrada Assim sendo ao polarizarmos um FET obtemos estas variáveis no ponto quiescente ou ponto Q Vimos na seção anterior os conceitos básicos do JFET Dentre eles estudamos que a relação da variável de entrada e saída deste dispositivo é dada pela equação quadrática de Shockley isto é a relação entre a corrente de dreno DI e a tensão portafonte VGS é não linear Esta característica torna mais complexo o método matemático necessário à análise em corrente continua CC Dessa forma o método gráfico apresentase como uma boa solução a este impasse pois apesar de ter pouca precisão numérica das variáveis é mais rápido para maioria dos amplificadores a FET Sendo assim nesta seção veremos como analisar em regime CC o ponto quiescente dos JFETs para diferentes tipos de polarização tanto pelo método matemático quanto pelo gráfico Para pôr este conhecimento em prática você é o responsável técnico de uma empresa de soluções e manutenção eletroeletrônica que foi contratada para o desenvolvimento de um sistema de iluminação interna de um veículo Segundo a empresa contratante este projeto deverá atender os seguintes requisitos ao abrir ou fechar a porta do veículo a lâmpada deverá ser acesa e após alguns segundos deverá se apagar gradativamente ao longo de tempo Antes de realizar o projeto você confere os dispositivos eletrônicos que tem no almoxarifado e para sua grata surpresa além de elementos passivos como resistores e capacitores você possui a lâmpada Seção 32 Diálogo aberto Polarização do FET U3 Transistores de efeito de campo FET 43 e o JFET E então como desenvolver o projeto para este sistema com dispositivos eletrônicos que você dispõe Como garantir que a lâmpada será gradativamente desligada Vamos descobrir Dediquese a mais este conteúdo anote as dúvidas e discuta com seu professor Bons estudos e um ótimo trabalho Não pode faltar Segundo Marques 2012 polarizar um transistor é determinar o seu ponto quiescente ou ponto de operação Em outras palavras podemos dizer que polarizar um transistor de efeito de campo de junção JFET é determinar a corrente de dreno DQ I e as tensões sendo entre a porta e a fonte VGSQ e entre o dreno e a fonte VDSQ Quando alimentado por fontes em corrente contínua CC este ponto de operação do JFET pode ser determinado com a utilização de um método gráfico ou matemático Vimos na seção anterior que a relação entre os parâmetros de entrada e saída para o JFET é uma relação não linear devido ao termo quadrático dada pela equação de Shockley 31 Esta característica torna mais complexo o raciocínio matemático necessário à análise em corrente continua CC Sendo assim o método gráfico apresentase como uma boa solução a este impasse pois apesar de limitar a precisão é mais rápido para maioria dos amplificadores a FET Dentre as configurações com circuito utilizando JFET a mais simples e menos eficiente é a polarização fixa que é caracterizada por possuir uma tensão constante entre a porta e a fonte VGS por meio da fonte VGG como mostra a Figura 318a Figura 318 Configuração da polarização fixa a e circuito completo b para análise CC Fonte adaptado de Boylestad 2013 p 354 iV GG V DD V o V G R D R 2 C 1 C G D S GS V GG V DD V D R G D S DS V DI Malha 1 Malha 2 a b Malha 1 Malha 2 U3 Transistores de efeito de campo FET 44 Lembrese Os capacitores de acoplamento funcionam como circuitos abertos para análise CC A queda de tensão sobre o resistor G R Figura 318a será nula visto que o JFET tem a propriedade de ter uma corrente nula de entrada no terminal da porta GI 0A e os capacitores 1 C e C2 funcionam como circuito aberto dada a alimentação em CC Isto permite a substituição desse resistor por um curtocircuito equivalente como mostra Figura 318b Nesta figura observamos que o terminal negativo da fonte VGG está diretamente conectado ao potencial positivo de VGS o que resulta em uma polaridade oposta dessas tensões 32 como podemos ratificar ao aplicar a lei de Kirchhoff para as tensões na malha indicada 0 GS GG V V GS GG V V 32 Como a tensão VGS é fixa para esta configuração a corrente do dreno pode ser determinada por meio da equação de Schokley 31 apresentada na seção anterior Vale salientar que como a tensão de alimentação VGG é uma fonte constante a tensão entre a fonte e a porta é fixa daí a denominação configuração com polarização fixa para este circuito Já a tensão entre os terminais do dreno e da fonte pode ser determinada aplicando a lei de Kirchhoff para a tensão para malha 2 assim 0 DS D D DD V I R V DS DD D D V V I R 33 Ou ainda DD DS D D R V V I Como 0 S V 34 Então DS D S V V V Logo D DS V V 35 Bem como GS G S G V V V V 36 U3 Transistores de efeito de campo FET 45 As equações 31 a 36 permitem a análise matemática para este tipo de configuração Segundo Boylestad 2013 este é um dos poucos casos em que a solução matemática para a configuração de um FET pode ser diretamente determinada Já a análise gráfica pode ser determinada por meio da curva de transferência para esta configuração Sabemos que para traçar esta curva escolhemos alguns pontos como mostrado na Tabela 31 da seção anterior assim a curva de transferência para esta configuração é ilustrada na Figura 319 Nesta figura a reta vertical representa a tensão portafonte GS GG V V A interseção entre as duas curvas é a solução para análise em CC isto é este ponto representa o ponto de operação ou ponto quiescente ponto Q para esta configuração Figura 319 Método gráfico para polarização fixa D mA I GS V GSQ GG V V p V DSS I DQ I Ponto Q Fonte adaptado de Boylestad 2013 p 355 Note na Figura 319 que o valor da corrente do dreno é determinado trançando uma linha horizontal do ponto Q até o eixo vertical de DI É importante mencionar que o índice Q é utilizado na notação desta corrente bem como da tensão portafonte para determinar estes valores no ponto de operação ou no ponto quiescente Q Estes valores de tensão VGSQ e corrente DI Q seriam os valores visto em um multímetro caso eles fossem medidos U3 Transistores de efeito de campo FET 46 Determine a corrente e a tensão no ponto quiescente pelo método matemático e gráfico para o circuito de chaveamento eletrônico apresentado na Figura 320 Exemplificando Figura 320 Configuração po larização fixa GS V 16 V 1kΩ G D S 1MΩ 5 V 20 mA 8 V DSS p I V Fonte elaborado pela autora Pelo método matemático para obtermos DI Q e VGSQ basta aplicarmos as Equações 32 e 31 respectivamente Sendo assim 5 V GS GG V V E 2 1 Q GS D DSS p I V I V æ ö ç ç ç ç çè ø 3 2 8 5 20 10 1 281 mA DI Q æ ö ç ç ø çè Já pelo método gráfico precisamos traçar a curva de transferência Tabela 31 Assim quando temos 5 mA IDSS 4 a 4 V 2 Vp De posse desses valores e de p V e DSS I obtemos a curva de transferência A reta é dada por 5 V GSQ GG V V Assim a interseção entre as duas curvas é o ponto de operação ou ponto quiescente O valor no eixo vertical desse ponto representa DI Q e o valor no eixo horizontal VGSQ como pode ser observado Figura 321 U3 Transistores de efeito de campo FET 47 Figura 321 Método gráfico para polariza ção fixa D mA I GS V 5 V GSQ GG V V 8 20 281 IDQ Ponto Q 4 V 2 p V 5 IDQ Fonte elaborado pela autora Como a configuração do tipo polarização fixa necessita de duas fontes CC sua utilização é limitada na prática Uma outra possível configuração com o JFET é o circuito com autopolarização Figura 322 Este circuito elimina a necessidade do uso de duas fontes CC Figura 322 Configuração de JFET com auto polarização a circuito completo b para análise CC Fonte adaptado de Boylestad 2013 p 356 Assim como para configuração anterior para análise CC os capacitores são substituídos por circuitos abertos e o resistor G R é substituído por um curtocircuito visto que o JFET tem a propriedade de ter uma corrente nula de entrada no terminal da porta GI 0A Assim o circuito equivalente ao da Figura 322a é apresentado na Figura 322b Sabendo que S D I I então podemos afirmar que RS D S V I R Assim ao analisarmos a malha destacada na Figura 322b iV GG V DD V o V G R D R 2 C 1 C G D S VGS S R GS V DD V D R G D S DS V DI Malha 1 Malha 2 VRS S R D S I I a b Malha 1 Malha 2 U3 Transistores de efeito de campo FET 48 concluímos que 0 GS RS V V ou ainda que GS RS V V logo GS D S V I R 37 Observe que para este tipo de configuração o parâmetro de entrada tensão VGS é função do parâmetro de saída DI Assim podemos substituir a 37 na 31 para determinar a corrente de dreno como 2 2 2 1 1 1 GS D S D S D DSS D DSS DSS p p p V V V I V I R I R I I I I æ ö æ ö æ ö ç ç ç ç ç ç ç ç ç ç ç ç ç ç ç è ø è ø è ø Desenvolvendo a equação para DI obtemos uma equação do segundo grau como mostra a 38 Assim ao resolvermos esta equação obtemos os valores para corrente do dreno 2 0 D D I AI B 38 Sendo A e B constantes a serem determinadas usando valores de DSS I S R e p V O valor de tensão VDS é determinando aplicando a lei de Kirchhoff para tensão ao circuito da malha 2 circuito de saída como mostra a Equação 0 D RS DS R DD V V V V D DS DD R RS DD S S D D V V V V V I R I R Como D S I I então DS DD D S D V V I R R 39 Além disso S D S V I R 310 0 V G V 311 E D D DS S DD R V V V V V 312 As equações 37 a 312 permitem a análise matemática para este tipo de configuração Já a análise gráfica pode ser determinada por meio da curva de transferência para esta configuração e o ponto quiescente é determinado pela interseção desta curva com a reta determinada pela 37 Para traçarmos uma reta é necessário a obtenção de dois pontos um pode ser quando DI 0A e 0 0 V GS D S S V R I R e o outro quando 2 D DSS I I então 2 DSS S GS D S V I R I R Assim dado estes dois pontos podemos traçar a reta como mostra a Figura 323 U3 Transistores de efeito de campo FET 49 Figura 323 Método gráfico para autopolarização D I GS V 2 DSS S GS I V R p V DSS I IDQ Ponto Q VGSQ 0 2 DSS I Fonte adaptado de Boylestad 2013 p 358 O ponto de operação ou ponto quiescente é obtido pela interseção entre a reta e a curva de transferência e os valores de VGSQ e DI Q podem então ser determinados Outra configuração também muito utilizada com dispositivo JFET é a polarização por divisor de tensão como mostra Figura 324a Assim como nas outras configurações já vistas o circuito apresentado na Figura 324a pode ser redesenhado como o circuito da Figura 324b para análise em CC Fonte adaptado de Boylestad 2013 p 360 iV DD V o V 2 R D R 2 C 1 C G D S VGS S R S C 1 R DD V 2 R D R G D S VGS S R 1 R DD V RS V G V DI SI a b Figura 324 Configuração de JFET com polarização por divisor de tensão a e circuito completo b para análise CC Uma vez que a característica do JFET é GI 0A então a corrente do resistor 1 R é a mesma que do resistor 2 R 1 2 R R I I Além disso podemos notar que a tensão do resistor 2 R é a mesma tensão do U3 Transistores de efeito de campo FET 50 Figura 325 Método gráfico para polarização por divisor de tensão D I VGS p V DSS I Ponto Q 0 0 V I G GS D S V V R GS G D S V V I R 0 mA V D GS G I V G V Fonte adaptado de Boylestad 2013 p 361 terminal porta G V que pode ser determinada utilizando a regra de divisor de tensão como mostra a 313 2 1 2 G DD R V R R V 313 Assim analisando a malha destacada na Figura 324b chegamos a 0 G GS RS V V V sendo portanto GS G RS V V V Sabendo que RS S S D S V I R I R uma vez que D S I I então GS G D S V V I R 314 Já a tensão VDS é determinada analisando a malha de saída como DS DD D S D V V I R R 315 E D DD D D V V I R 316 S D S V I R 317 Logo 1 2 1 2 DD R R V R I R I 318 As equações 313 a 318 permitem a análise matemática para este tipo de configuração Já a análise gráfica pode ser determinada por meio da curva de transferência para esta configuração e o ponto quiescente é determinado pela interseção desta curva com a reta determinada pela 314 Para traçarmos a reta é necessário obtermos dois pontos um deles será quando DI 0 A Logo pela 314 temos que 0 GS G S G V V R V para o outro ponto determinarmos que 0 VGS assim 0 G D S V I R ou G D S I V R A reta obtida com estes pontos e a curva de transferência desta configuração pode ser analisada pela Figura 325 U3 Transistores de efeito de campo FET 51 O ponto de operação ou ponto quiescente é obtido pela interseção entre a reta e a curva de transferência e os valores de VGSQ e DI Q podem então ser determinados Reflita Como a interseção no eixo vertical é determinada pelo valor de S R ou seja G D S I V R com valor de G V fixo devido ao circuito de entrada Como se comportaria os valores de corrente de DI Q e VGSQ com a variação de S R Por fim analisaremos a configuração do JFET portacomum Este circuito é caracterizado por ter o terminal de porta ligado ao terra o sinal de entrada usualmente aplicado ao terminal de fonte e o de saída ao terminal do dreno como ilustra Figura 326a que também pode ser redesenhado como a Figura 326b Para análise CC a polarização portacomum pode ser redesenhada como a Figura 327 Figura 326 Configuração de JFET com polarização portacomum a original e b redesenhado SS V DD V o V S R D R C2 G D S iV 1 C DI DSS p I V o V 1 C iV 2 C RS RD G S D VSS DD V DSS p I V a b Fonte adaptado de Boylestad 2013 p 363 SS V DD V o V S R D R C2 G D S iV 1 C DI DSS p I V o V 1 C iV 2 C RS RD G S D VSS DD V DSS p I V a b U3 Transistores de efeito de campo FET 52 Figura 327 Configuração com polarização portacomum para análise CC SS V S R G D S SI VGS Fonte adaptado de Boylestad 2013 p 363 Aplicando a lei das tensões de Kirchhoff na malha destacada na Figura 327 obtemos que 0 GS S S SS V I R V ou GS SS S S V V I R como S D I I então GS SS D S V V I R 319 Já a tensão VDS é determinada analisando a malha de saída como DS DD SS D S D V V V I R R 320 E D DD D D V V I R 321 S SS D S V V I R 322 As equações 319 a 322 permitem a análise matemática para este tipo de configuração Já análise gráfica para solução deste tipo de configuração também pode ser determinada por meio da curva de transferência O ponto quiescente é então obtido pela interseção desta curva com a reta determinada pela 319 Sendo assim para traçarmos esta reta é necessário obtermos dois pontos um será quando DI 0 A Logo pela 319 temos que 0 GS SS S SS V V R V para o outro ponto determinarmos que 0 VGS assim 0 SS D S V I R ou SS D S I V R A reta obtida com estes pontos e a curva de transferência desta configuração pode ser analisada pela Figura 328 U3 Transistores de efeito de campo FET 53 Figura 328 Método gráfico para polarização portacomum D mA I DSS I DQ I GSQ V Ponto Q SS V D 0 mA I SS D S V I R 0 p V Fonte adaptado de Boylestad 2013 p 364 A obtenção da corrente de dreno e tensão do terminal portafonte pode ser obtida por análise matemática ou gráfica Este último método é mais rápido de ser analisado e facilmente empregado para os diferentes tipos de polarização Para isso devemos sempre obter a interseção da curva de transferência e da reta característica do tipo de polarização utilizado Assimile Um circuito de grande valor prático dado a sua simplicidade com JFET é quando aterramos os terminais de porta e fonte ou seja 0 VGS Assim para qualquer condição de CC a tensão portafonte deve ser nula resultando em uma reta de carga vertical 0 VGSQ Para saber um pouco mais sobre esta configuração do JFET consulte o capítulo 7 pág 365 do livro Dispositivos eletrônicos e teoria de circuitos de Robert L Boylestad Você também pode consultar o livro pela nossa biblioteca virtual Disponível em httpsbitly2N7hyrb Acesso em 28 jun 2018 Pesquise mais U3 Transistores de efeito de campo FET 54 Sem medo de errar Relembrando nosso contexto em que você é o responsável técnico de uma empresa que oferece soluções e manutenção eletroeletrônica e está alocada para realizar um projeto que deverá atender os seguintes requisitos ao abrir ou fechar a porta do veículo a lâmpada deverá ser acesa e após alguns segundos a lâmpada deverá se apagar gradativamente ao longo de tempo Antes de realizar o projeto você confere os dispositivos eletrônicos que tem no almoxarifado e para sua grata surpresa além de elementos passivos como resistores e capacitores você possui a lâmpada e o JFET E então como desenvolver este sistema com dispositivos eletrônicos que você dispõe Como garantir que a lâmpada será gradativamente desligada Uma possível solução é apresentada pela Figura 329a Neste caso a alta isolação existente entre os circuitos de porta e dreno de um JFET permite o projeto de um temporizador relativamente simples Figura 329 Projeto temporizador de iluminação a circuito b relação tensão de pinchoff e tempo V C GS v V 6 p V 9 3 0 1τ 2τ 3τ 4τ 5 5 180 kΩ 33 F 297 τ µ 9 V log 180 kΩ 33 F log 3 65 9 V 6 V e e t RC s µ t a b 9 V G D S VGS 1 180 kΩ R DD V Cv 3 F 3 C µ NA 16 V 20 mA 6 V DSS p I V 2 1kΩ R Lâmpada 8V Fonte adaptado de B oylestad 2013 p 388 A porta do carro será a chave normalmente aberta NA representado na Figura 329a a chave quando fechada causa um curto circuito no capacitor 3 1 R R e faz com que a tensão entre seus terminais caia rapidamente a 0 V Como resultado a tensão portafonte VGS do JFET rapidamente se estabelece também em 0 V e a corrente do dreno se iguala a corrente máxima DSS I que proporciona que a lâmpada se acenda com brilho máximo Quando U3 Transistores de efeito de campo FET 55 a chave é solta ou aberta novamente o capacitor irá se carregar em direção aos 9V tensão de entrada aplicada e ao atingir a tensão de pinchoff p V o JFET e a lâmpada se desligam Ou seja quando a chave é pressionada e solta de acordo com o abrir e fechar da porta do veículo a lâmpada se acende com brilho máximo e com passar do tempo tornase mais fraca até se desligar após um período de tempo O período que a lâmpada permanece acesa é definido pela constante de tempo do circuito de carregamento determinado como 1 t R C e pelo valor de tensão de pinchoff que quanto mais negativa mais tempo a lâmpada permanecerá acesa Dessa forma ao escolher corretamente o valor de 1 R você conseguirá determinar o tempo em que a lâmpada ficará acesa como mostra o gráfico Figura 329b Vale ressaltar que neste circuito o resistor 1 R é utilizado para assegurar que terá resistência no momento que o circuito de carregamento for ligado a fonte e 3 R é usado para limitar a corrente de descarga quando a chave for fechada Assim dadas as características do JFET você conseguirá desenvolver um circuito temporizador de iluminação para o veículo da empresa contratante Avançando na prática Sistema de acionamento automático de irrigação Descrição da situaçãoproblema Você é o responsável técnico de uma empresa que oferece soluções e manutenção eletroeletrônica que foi contratada pela associação de agricultores local para o desenvolvimento de um sistema de acionamento automático de irrigação a fim de aumentar a produtividade a sobrevivência da planta e a economia da produção O projeto solicitado consiste basicamente em acionar uma bomba para o fornecimento de água em quantidade suficiente à medida que o sensor apresente baixo valor de umidade no solo Antes de realizar o projeto você confere os dispositivos eletrônicos que tem no almoxarifado e para sua grata surpresa além de elementos passivos como resistores e capacitores você possui U3 Transistores de efeito de campo FET 56 um relé uma bomba de água e o JFET E então como desenvolver este sistema com dispositivos eletrônicos que você dispõe Qual o melhor tipo de polarização a ser utilizado Resolução da situaçãoproblema Dado os componentes que possui no almoxarifado da empresa uma possível solução é a utilização do circuito JFET com polarização de divisor de tensão Isto pois o circuito com polarização fixa aumenta os custos do projeto visto que são necessárias duas fontes para seu funcionamento o circuito com autopolarização tornaria o sistema mais instável dado apenas uma resistência de entrada e a polarização porta comum não apresenta uma resistência de entrada Figura 330 Configuração de JFET com polarização por divisor de tensão para o sistema de acionamento automático de irrigação a circuito elétrico completo e b circuito para análise CC a b DD V D R G D S VGS S R 1 R DD V RS V G V DI SI 10 kΩ Rsensor Saída iV DD V 10 kΩ Rsensor D R 2 C 1 C G D S VGS S R S C 1 R G V Bomba de água 1mA i Saída Fonte elaborado pela autora Definido o tipo de polarização a ser utilizada com JFET é necessário especificar os elementos que irão compor este circuito Sabendo que este será formado por uma bomba de água um relé e um sensor cuja especificações são apresentadas na Figura 330 basta determinar os valores 1 R D R e S R a partir das características do JFET BF245A obtidos na folha de dados 1mA DI Q 1 V VGSQ e 15 V VDSQ Como G V deve ser menor que VGSQ para o correto funcionamento do JFET será utilizado 05 V G V Sendo assim a partir do circuito de carga 313 podemos determinar 1 R como 2 1 2 G DD R V R R V U3 Transistores de efeito de campo FET 57 Logo O valor comercial adotado para R1 470 KV Já o cálculo para S R é dado a partir da malha de entrada como 0 G GS RS V V V Ou ainda considerando o ponto quiescente do JFET podemos afirmar que 0 Q Q G GS D S V V I R Assim Por fim o cálculo para S R é dado a partir da malha de saída como DS DD D S D V V I R R Ou ainda DD DS D S D V V R I R Considerando o ponto de quiescente do dispositivo O valor comercial adotado para Dados os valores determinados o sistema de acionamento automático de irrigação pode então ser montado e entregue à associação 1 O dispositivo JFET Field Effect Transistor ou transistor de efeito de campo é um dispositivo de três terminais muito utilizado como préamplificador de vídeo para as câmaras de TV amplificadores para receptores de comunicação e instrumentos de medição Este dispositivo pode ter diversos tipos de polarização como autopolarização polarização por divisor de tensão portacomum dentre outras Para o circuito JFET do tipo autopolarização da Figura 331a os valores de Q GSQ GSQ VGS VGS e Q DQ IDQ são especificados como mostra Figura 331b Faça valer a pena U3 Transistores de efeito de campo FET 58 Escolha a alternativa que contém os valores comerciais mais próximos para D R e S R a 2 k 043 2 k 043 2 k 043 k D S 2 k 043 D S 2 k 043 2 k 043 2 k 043 D S 2 k 043 2 k 043 R 2 k 043 R 2 k 043 2 k 043 D S 2 k 043 R 2 k 043 D S 2 k 043 2 k 043 2 k 043 2 k 043 2 kW 043 2 k 043 D S 2 k 043 2 kW 043 D S 2 k 043 D S D S W b 10 k 047 10 k 047 10 k 047 k D S 10 k 047 D S 10 k 047 10 k 047 10 k 047 D S 10 k 047 10 k 047 R 10 k 047 R 10 k 047 10 k 047 D S 10 k 047 R 10 k 047 D S 10 k 047 10 k 047 10 k 047 10 k 047 10 kW 047 10 k 047 D S 10 k 047 10 kW 047 D S 10 k 047 D S D S W c 33 k 047 33 k 047 33 k 047 k D S 33 k 047 D S 33 k 047 33 k 047 33 k 047 D S 33 k 047 33 k 047 R 33 k 047 R 33 k 047 33 k 047 D S 33 k 047 R 33 k 047 D S 33 k 047 33 k 047 33 k 047 33 k 047 33 kW 047 33 k 047 D S 33 k 047 33 kW 047 D S 33 k 047 D S D S W d 10 k 039 10 k 039 10 k 039 k D S 10 k 039 D S 10 k 039 10 k 039 10 k 039 D S 10 k 039 10 k 039 R 10 k 039 R 10 k 039 10 k 039 D S 10 k 039 R 10 k 039 D S 10 k 039 10 k 039 10 k 039 10 k 039 10 kW 039 10 k 039 D S 10 k 039 10 kW 039 D S 10 k 039 D S D S W e 33 k 039 33 k 039 33 k 039 k D S 33 k 039 D S 33 k 039 33 k 039 33 k 039 D S 33 k 039 33 k 039 R 33 k 039 R 33 k 039 33 k 039 D S 33 k 039 R 33 k 039 D S 33 k 039 33 k 039 33 k 039 33 k 039 33 kW 039 33 k 039 D S 33 k 039 33 kW 039 D S 33 k 039 D S D S W 2 A polarização por divisor de tensão aplicado aos amplificadores com TBJ é também aplicado aos amplificadores com JFET A estrutura básica é exatamente a mesma porém a análise em CC de cada dispositivo é bastante diferente como mostra a Figura 332 Figura 331 a circuito com JFET b curva transferência 40 V S R D R G D S Q 5 mA DI 12 mA 6 V DSS p I V 24 V DSS 12 I mA DI 5 mA Q DI 2 V VGSQ Vp 6 V VGS 0 a b Fonte elaborado pela autora Figura 332 Polarização por divisor de tensão Fonte elaborado pela autora 2 k D R Ω G D S 2 V VGS S R 1 R 43 k Ω 16 V VDD 1 R 47 k Ω 12 V D V Para configuração por polarização por divisor de tensão apresentado pela Figura 332 escolha a alternativa que contém o valor correto para S R U3 Transistores de efeito de campo FET 59 a 522 kW b 382 kW c 482 kW d 318 kW e 518 kW 3 Dentre as configurações com circuito utilizando JFET a mais simples é a polarização fixa que se caracteriza por possuir uma tensão constante entre a porta e a fonte GS VGS VGS por meio da fonte GG VGG VGG como apresentado pela Figura 333 Pela tensão de alimentação GG VGG VGG ser uma fonte constante a tensão entre a fonte e a porta é fixa daí a denominação configuração com polarização fixa para este circuito 16 V 22 kΩ G D S 2 V VGS 1MΩ Q DI 12 mA 6 V DSS p I V O valor da corrente e a tensão do ponto de operação ou ponto quiescente para o circuito apresentado pela Figura 333 é a 35 mA e 2 V Q Q 35 mA e 2 V Q Q 35 mA e 2 V D 35 mA e GS 2 V D 35 mA e GS 2 V Q Q D GS Q Q 35 mA e 2 V Q Q 35 mA e 2 V D 35 mA e GS 2 V Q Q 35 mA e 2 V I 35 mA e V 2 V I 35 mA e V 2 V D GS I V D 35 mA e GS 2 V D 35 mA e GS 2 V I 35 mA e V 2 V D 35 mA e GS 2 V 35 mA e 2 V 35 mA e 2 V 35 mA e 2 V D 35 mA e GS 2 V 35 mA e 2 V D 35 mA e GS 2 V I V I 35 mA e V 2 V I 35 mA e V 2 V 35 mA e 2 V I 35 mA e V 2 V D GS I V D GS D GS I V D 35 mA e GS 2 V D 35 mA e GS 2 V I 35 mA e V 2 V D 35 mA e GS 2 V 35 mA e 2 V D 35 mA e GS 2 V I 35 mA e V 2 V D 35 mA e GS 2 V b 53 mA e 2 V Q Q 53 mA e 2 V Q Q 53 mA e 2 V D 53 mA e GS 2 V D 53 mA e GS 2 V Q Q D GS Q Q 53 mA e 2 V Q Q 53 mA e 2 V D 53 mA e GS 2 V Q Q 53 mA e 2 V I 53 mA e V 2 V I 53 mA e V 2 V D GS I V D 53 mA e GS 2 V D 53 mA e GS 2 V I 53 mA e V 2 V D 53 mA e GS 2 V 53 mA e 2 V 53 mA e 2 V 53 mA e 2 V D 53 mA e GS 2 V 53 mA e 2 V D 53 mA e GS 2 V I V I 53 mA e V 2 V I 53 mA e V 2 V 53 mA e 2 V I 53 mA e V 2 V D GS I V D GS D GS I V D 53 mA e GS 2 V D 53 mA e GS 2 V I 53 mA e V 2 V D 53 mA e GS 2 V 53 mA e 2 V D 53 mA e GS 2 V I 53 mA e V 2 V D 53 mA e GS 2 V c 8 mA e 2 V Q Q D 8 mA e GS 2 V D 8 mA e GS 2 V Q Q D GS Q Q I 8 mA e V 2 V I 8 mA e V 2 V D GS I V D 8 mA e GS 2 V D 8 mA e GS 2 V I 8 mA e V 2 V D 8 mA e GS 2 V 8 mA e 2 V 8 mA e 2 V 8 mA e 2 V D 8 mA e GS 2 V 8 mA e 2 V D 8 mA e GS 2 V I V I 8 mA e V 2 V I 8 mA e V 2 V 8 mA e 2 V I 8 mA e V 2 V D GS I V D GS D GS I V D 8 mA e GS 2 V D 8 mA e GS 2 V I 8 mA e V 2 V D 8 mA e GS 2 V 8 mA e 2 V D 8 mA e GS 2 V I 8 mA e V 2 V D 8 mA e GS 2 V d 8 mA e 2 V Q Q D 8 mA e GS 2 V D 8 mA e GS 2 V Q Q D GS Q Q I 8 mA e V 2 V I 8 mA e V 2 V D GS I V D 8 mA e GS 2 V D 8 mA e GS 2 V I 8 mA e V 2 V D 8 mA e GS 2 V 8 mA e 2 V 8 mA e 2 V 8 mA e 2 V D 8 mA e GS 2 V 8 mA e 2 V D 8 mA e GS 2 V I V I 8 mA e V 2 V I 8 mA e V 2 V 8 mA e 2 V I 8 mA e V 2 V D GS I V D GS D GS I V D 8 mA e GS 2 V D 8 mA e GS 2 V I 8 mA e V 2 V D 8 mA e GS 2 V 8 mA e 2 V D 8 mA e GS 2 V I 8 mA e V 2 V D 8 mA e GS 2 V e 53 mA e 2 V Q Q 53 mA e 2 V Q Q 53 mA e 2 V D 53 mA e GS 2 V D 53 mA e GS 2 V Q Q D GS Q Q 53 mA e 2 V Q Q 53 mA e 2 V D 53 mA e GS 2 V Q Q 53 mA e 2 V I 53 mA e V 2 V I 53 mA e V 2 V D GS I V D 53 mA e GS 2 V D 53 mA e GS 2 V I 53 mA e V 2 V D 53 mA e GS 2 V 53 mA e 2 V 53 mA e 2 V 53 mA e 2 V D 53 mA e GS 2 V 53 mA e 2 V D 53 mA e GS 2 V I V I 53 mA e V 2 V I 53 mA e V 2 V 53 mA e 2 V I 53 mA e V 2 V D GS I V D GS D GS I V D 53 mA e GS 2 V D 53 mA e GS 2 V I 53 mA e V 2 V D 53 mA e GS 2 V 53 mA e 2 V D 53 mA e GS 2 V I 53 mA e V 2 V D 53 mA e GS 2 V Figura 333 Polarização do tipo polarização fixa Fonte elaborado pela autora U3 Transistores de efeito de campo FET 60 Olá aluno seja bemvindo a mais uma seção sobre os transistores de efeito de campo de junção JFET Na seção anterior aprendemos sobre os principais tipos de polarização dos circuitos atuantes com este dispositivo Em outras palavras vimos como obter tanto pelo método matemático como pelo método gráfico o ponto de operação dos principais tipos de configuração de circuito com JFET Agora aprenderemos mais um pouco sobre umas das mais utilizadas funções que o transistor apresenta a amplificação de sinal Iniciamos nosso conhecimento sobre este tópico na Seção 3 da Unidade 2 deste material quando vimos que podemos amplificar um sinal a partir dos transistores de junção bipolar TBJ ou seja aprendemos como é representado e como se comportam estes dispositivos quando aplicamos um pequeno sinal de entrada em regime de corrente alternada CA Assim como fizemos para os TBJs nesta seção estudaremos o comportamento e a obtenção do modelo correspondente aos JFETs quando também aplicamos pequenos sinais de entrada em regime CA Além disso compreenderemos como se representa e comportam os principais tipos de configuração de circuitos a polarização fixa autopolarização polarização por divisor de tensão e portacomum quando aplicados este tipo de sinal Logo para pôr em prática este conhecimento vamos retomar o contexto em que você é o responsável técnico de uma empresa que oferece soluções e manutenção elétrica que foi contratada desta vez para a manutenção de um sistema de amplificador e misturador de áudio para um grupo musical O cliente informou que este sistema não apresentava o som do microfone na saída apenas da guitarra Além disso o som não era amplificado como a banda gostaria uma vez que eles desejavam um som mais potente Seção 33 Diálogo aberto Amplificadores com FET U3 Transistores de efeito de campo FET 61 O que poderia estar acontecendo de errado com o sistema de misturador e amplificação áudio Como resolver este problema Vamos descobrir Espero que você esteja animado para mais este conhecimento Desejo bom trabalho e ótimos estudos Não pode faltar Assim como os TBJs os transistores do tipo JFET podem atuar como amplificadores de sinais para pequenos sinais em regime de corrente alternada Segundo Boylestad 2011 a análise CA de um circuito que utiliza dispositivos JFET requer o desenvolvimento de um modelo de pequenos sinais para este dispositivo Sabemos que o JFET controla a variável de saída ou a corrente em corrente contínua CC do dreno DI a partir da tensão porta fonte VGS por meio da relação conhecida como equação de Schockley 31 Em outras palavras podemos dizer que uma variação da tensão portafonte resultará em uma variação de corrente de dreno utilizandose o fator de transcondutância m g como mostra a equação D m GS g I V D D 323 Ou ainda D m GS I V g D D 324 Vale salientar que o prefixo trans aponta que este fator estabelece uma relação entre uma variável de entrada e saída Além disso o radical condutância foi escolhido pois o fator m g é definido de forma semelhante a condutância de um resistor G I V sendo G a condutância de um elemento passivo Outra importante informação que devemos mencionar é que frequentemente nas folhas de dados ou datasheets o fator de transcondutância também é representado como fs g ou como fs y onde o y indica que o mesmo faz parte de um circuito equivalente de transcondutância Já a letra f significa transferência direta e o s indica que está conectado ao terminal fonte BOYLESTAD 2011 A partir da 324 e da curva característica de transferência de um JFET podemos dizer que o fator de transcondutância é a inclinação U3 Transistores de efeito de campo FET 62 desta curva no ponto de operação como mostra a Figura 334 Assim podemos dizer que D m GS g I y x V D D D D ID VGS Inclinação no ponto Q D m GS I V g Vp VGS 0 D I DSS I Figura 334 Determinação do fator de transcondutância a partir da curva característica de transferência de um JFET Fonte adaptado de Boylestad 2011 p 401 Ao analisarmos a Figura 334 percebemos que a inclinação e por sua vez o fator de transcondutância aumenta à medida que a tensão portafonte diminui de valor isto é à medida que a curva é percorrida de p V até DSS I sendo máxima quando 0 VGS Por se tratar da inclinação da curva uma outra forma de determinar o valor de m g é por meio da derivada da função ou seja o fator de transcondutância pode ser determinado pela derivada de DI em relação à VGS por meio da equação de Shockley da seguinte forma 2 2 1 1 GS GS D m DSS DSS GS GS p GS p Ponto Q g V V dI d d I I dV dV V dV V æ ö æ ö ç ç ç ç ç ç ç ç ç ç è ø è û ø é ù ê ú ê ú ê ú ê ú ë 1 2 1 2 1 1 0 GS GS GS m DSS DSS p GS p p p g V V V d V dV V V I V I é ù é ù é ù ê ú ê ú ê ú ê ú ê ú ê ú ê ú ê ú ê ú æ ö ç ç ç ë û ë û è ë û çç ø Logo 1 2 DSS GS m p p I g V V V é ù ê ú ê ú ê úû ë 325 U3 Transistores de efeito de campo FET 63 Sendo que p V representa apenas a magnitude para garantir um valor positivo para m g Como o valor máximo para o fator de transcondutância gm0 ocorre quando 0 VGS podemos então a partir da 325 afirmar que 0 0 1 2 DSS m p p I g V V é ù ê ú êêë û úú Ou ainda 0 2 DSS m p I g V Vale salientar que o subscrito zero foi adicionado exatamente para lembrar que o valor máximo m g ocorre quando a tensão porta fonte é zero ou nula Ao analisarmos a Equação 325 podemos afirmar que o valor máximo para m g ocorre quando 0 VGS e o valor mínimo quando GS p V V Além disso quando mais negativo o valor de VGS menor o valor de m g Assimile Para definirmos o modelo do JFET ainda é necessário determinar a impedância de entrada e saída do JFET Sabemos que é característica dos dispositivos JFETs apresentar uma alta impedância de entrada portanto podemos afirmar que a impedância de entrada para o modelo representativo deste dispositivo aproximará de um circuito aberto como mostra a 326 iZ JFET W 326 Em situações práticas um valor usualmente empregado é 9 10 W ou 1000 MΩ Já a impedância de saída é definida como a inclinação da curva característica horizontal no ponto de operação do gráfico DS x DS I V como ilustrado na Figura 335 Quanto mais horizontal a curva maior a impedância de saída e caso a reta seja perfeitamente horizontal a impedância será equivalente a um circuito aberto Note que para determinação da impedância U3 Transistores de efeito de campo FET 64 de saída pelo gráfico da corrente do dreno Figura 335 o valor da tensão portafonte é constante Além disso neste método um valor DVDS ou D DI é escolhido e a outra variável é medida para então ser utilizada na 327 Outra forma de obter a impedância de saída é por meio da folha de dados datasheet do dispositivo JFET a ser utilizado A partir das informações técnicas contidas nesta folha de dados obtemos o valor de gos ou yos do qual a unidade é em mS ou seja estes são valores de admitâncias equivalente de saída Para obter portanto a impedância de saída basta inverter matematicamente este valor 328 Segundo Boylestad 2011 o parâmetro yos é um componente do circuito equivalente de admitâncias sendo que o subscrito o representa que este é um parâmetro de saída output e s que este é conectado ao terminal fonte source Figura 335 Definição da impedância de saída a partir da curva característica do dreno VDS ID constante em 1V VGS GS DS d D V r I V 0 V VGS 1V VGS D mA I DS V V Ponto Q Fonte elaborado pela autora constante GS DS o d D V Z I r V D D 327 1 1 O o d S OS Z r g y 328 Agora que os principais parâmetros foram obtidos podemos então determinar o modelo equivalente CA para um JFET U3 Transistores de efeito de campo FET 65 como ilustra a Figura 336 O controle de corrente de dreno é representado por uma fonte de corrente conectada do dreno para fonte 323 a seta indica que esta corrente flui do dreno para fonte como na operação real Já a impedância de entrada é retratada como um circuito aberto nos terminais de entrada ou seja entre a porta e a fonte 326 Por fim a impedância de saída que foi simbolizada pela resistência dr Em alguns casos este valor é desprezado por ser considerado alto em relação aos demais elementos do circuito Figura 336 Circuito equivalente CA para um JFET Fonte elaborado pela autora Vgs m g Vgs dr D S S G Note que a partir da Figura 336 que a tensão portafonte é representada com letra minúscula para distinguir dos valores em corrente contínua CC Agora que o circuito equivalente do JFET foi determinado podemos analisar os principais circuitos equivalentes vistos na seção anterior com JFET para pequenos sinais CA Para isso para cada configuração precisaremos definir e i o v Z Z A Assim para configuração fixa os capacitores de acoplamento atuam como curtocircuito equivalente para análise em CA Como os valores de m g e dr são determinados a partir da polarização CC da folha de dados ou da curva característica o modelo CA para esta configuração é apresentado pela Figura 337 Note nesta figura que a polarização de gs V define o sentido da fonte de corrente Caso a polarização da tensão portafonte fosse negativa o sentido da fonte de corrente seria invertido U3 Transistores de efeito de campo FET 66 Figura 337 Configuração JFET com polarização fixa a circuito completo b modelo CA Fonte elaborado pela autora iV GG V DD V o V G R D R 2 C 1 C G D S VGS S R Vgs m g Vgs dr D S G R G d R iV Zo Vo iZ a b A partir do circuito da Figura 337b podemos determinar que para a configuração com polarização fixa iZ i G Z R 329 o Z o D d Z R r 330 Segundo Boylestad 2011 se a resistência dr for muito alta pelo menos 101 comparada com D R a impedância de saída pode ser aproximada como o D Z R 331 Av o ganho de tensão é obtido a partir da tensão de saída pela tensão de entrada logo podemos determinar a tensão de saída como o m gs d D V g V r R Sendo gs i V V então o m i d D V g V r R Logo o ganho de tensão é determinado como o v m d D i A V R V g r 332 Se 10 d D r R ³ então este ganho pode ser aproximado para o v m D i V V A g R 333 O sinal negativo para o ganho de tensão expressa que há um deslocamento de fase de 180º entre a tensão de entrada de saída Para a configuração do tipo autopolarização Figura 338a em regime CA o capacitor S C irá agir como curtocircuito e irá U3 Transistores de efeito de campo FET 67 curtocircuitar a resistência S R conectada ao terminal fonte Esta configuração com a presença do capacitor é denominada configuração com autopolarização com S R com desvio O modelo representativo desta configuração em CA é apresentado pela Figura 338b que se redesenhado fica similar a Figura 337b Figura 338 Configuração JFET com autopolarização fixa a circuito completo b simplificação para o modelo CA Fonte elaborado pela autora G R iV o V 2 0 Ω XC 1 0 Ω XC iZ S curto circuitado R o Z m gs g V dr D S G D R DD V iV DD V o V G R D R 2 C 1 C G D S VGS RS S C iZ o Z a b G R iV o V 2 0 Ω XC 1 0 Ω XC iZ S curto circuitado R o Z m gs g V dr D S G D R DD V iV DD V o V G R D R 2 C 1 C G D S VGS RS S C iZ o Z a b Como o modelo resultante para a configuração autopolarização é o mesmo que para a polarização fixa os parâmetros de impedância de entrada saída e o ganho de tensão são os mesmos que apresentados anteriormente Reflita Como seria o modelo resultante para a configura JFET com autopolarização caso o capacitor S C fosse removido da Figura 338 Qual seria o valor da impedâncias entrada e saída e do ganho de tensão Para configuração do JFET com divisor de tensão Figura 339a para obter o modelo CA equivalente curto circuitamos os capacitores e a fonte CC Isto causa um aterramento nas extremidades dos resistores 1 R e D R Como as duas resistências têm o terminal terra comum 1 R e 2 R ficam em paralelo bem como D R e dr no circuito de saída como mostra a Figura 339b U3 Transistores de efeito de campo FET 68 Figura 339 Configuração JFET com divisor de tensão a circuito completo b modelo CA iV DD V o V 2 R D R 2 C 1 C G D S VGS S R S C 1 R iZ o Z o V iV Zo iZ 1 R R2 dr D R m gs g V gs V D S G a b Fonte elaborado pela autora A partir do circuito da Figura 339b podemos determinar que para a configuração com divisor de tensão iZ Como 1 R e 2 R com o circuito aberto equivalente podemos afirmar que 1 2 iZ R R 334 o Z o d D Z r R 335 Para 10 d D r R ³ o D Z R 336 Av gs i V V o m gs d D V g V r R Logo o v m d D i A V R V g r 337 Se 10 d D r R ³ o v m D i V V A g R 338 Observe que a impedância de saída e o ganho são os mesmos que para as configurações anteriores Temos uma diferença apenas na impedância de entrada que agora é o resultante da associação paralela dos elementos de entrada U3 Transistores de efeito de campo FET 69 Caso considerarmos uma carga acoplada a este tipo de configuração de amplificador JFET com divisor de tensão devemos realizar algumas considerações como mostra o exemplificando Para o amplificador da Figura 340 determine o ganho de tensão considerando a carga Exemplificando Para facilitar a determinação do ganho de tensão com a carga vamos inicialmente obter o circuito equivalente deste tipo amplificador Sendo assim o fator de transcondutância pode ser determinado como 3 0 S 2 2 8 10 8 m 2 DSS m p I g V 3 0 S 1 1 8 1 2 0 1 4 m GS m m Vp g V g é ù é ù ê ú ê ú ê ú ê ú ë û û ê ú ë E os parâmetros do amplificador Z R R k k i 1 2 510 10 9 8 kΩ o d D Z r R Para isso é necessário calcular o valor de dr r g d oS 1 66 7 kΩ Como 10 d D r R ³ então podemos simplificar a impedância de saída como 51kV o d Z R Figura 340 Configuração JFET divisor de tensão 25 V DD V 2 C 1 C G D S S C 1kΩ 510 kΩ 10 kΩ 51kΩ 10 kΩ 30 kΩ 1 R R 2 R D R Carga R S R 10 μV iV 8 mA 2 V I 2 mA V 1V g 15 μS DSS p DQ GSQ oS I V Fonte elaborado pela autora U3 Transistores de efeito de campo FET 70 Logo o ganho do amplificador sem a carga pode ser calculado como 3 3 4 10 51 1 204 0 m o A g Z Com estes dados o circuito equivalente para este amplificador é ilustrado pela Figura 341 Figura 341 Circuito equivalente Fonte elaborado pela autora 51kΩ o Z 30 kΩ RCarga 204 VGS Carga V 1kΩ R 98 kΩ iZ 10 μV iV GS V Dado o circuito equivalente Figura 341 podemos então calcular o ganho de tensão considerando a carga presente no sistema Para isso devemos encontrar os valores de tensão VGS e VCarga Assim para obtermos a tensão VGS V 98k 1 10 9 908 k m k 8 i GS i i V Z V R Z m Já a tensão Vcarga V R Z R AV k k k o GS carga carga carga 30 5 1 30 20 4 9 0810 6 158 32 μV Dessa forma o ganho de tensão considerando a carga pode então ser calculado como carga carga 15832 1744 908 V GS A V V m m Por fim a última configuração com JFET que iremos analisar é a portacomum Figura 342a Note que para este tipo de configuração a fonte controlada de corrente é conectada do dreno para fonte com resistor dr em paralelo como propõe o modelo completo A isolação entre os circuitos de entrada e saída foi perdida uma vez que o terminal porta está conectado ao terra comum do circuito e a fonte de corrente está ligada diretamente do U3 Transistores de efeito de campo FET 71 dreno para fonte Outra diferença desta configuração é a presença do resistor S R entre os terminais de entrada não mais G R como nas configurações anteriores bem como a tensão de controle gs V está diretamente sobre o resistor S R como mostra o modelo CA da Figura 342b BOYLESTAD2011 Figura 343 Ampliação para determinação da impedância de entrada Fonte adaptado de Boylestad 2011 p 413 iZ I V gs V drV RD V g m s g V I I a drI D R Figura 342 Configuração JFET com porta comum a circuito completo b modelo CA Fonte elaborado pela autora iV iZ RD o Z Vo RS iZ C2 1 C gs V m gs g V dr S G D o V 1 C iV 2 C RS RD G S D DD V a b a b a b A partir do circuito da Figura 342b podemos determinar que para a configuração com divisor de tensão iZ a impedância de entrada será o equivalente da associação paralela entre S R e iZ Para definirmos iZ aplicamos a lei das tensões de Kirchhoff Figura 343 Assim 0 d D r R V V V Ou ainda dr D V V I R Ainda aplicando a lei das correntes de Kirchhoff ao nó a temos que d m gs r I g V I U3 Transistores de efeito de campo FET 72 Logo d D r m gs m gs d V I R I I g V V r g Ou D m d d I R I g V V r r 1 1 D m D D g I V R r r é ù é ù ê ú ê ú ê ú ê ú ë û ë û Sendo assim 1 1 D m D i D R Z r V I g r é ù ê ú ê ú ë û é ù ê ú ê ú û ë ou 1 d D m d i r V R g I Z r Portanto a impedância de entrada é equivalente a i S i Z R Z 1 d D i S m d Z R g r R r é ù ê ú ê ú ë û 339 Se 10 d D r R ³ 1 1 1 D D m D i m Z R r g g r é ù ê ú ê ú ë û é ú ê úû ù ê ë Logo 1 i S m Z R g 340 Zo o D d Z R r Se 10 d D r R ³ o D Z R Av a partir da Figura 342b sabemos que i gs V V o D D V I R Como dr o i V V V d o i r d V V r I U3 Transistores de efeito de campo FET 73 Aplicando a Lei de Kirchhoff dos nós ao nó b 0 dr D m gs I I g V d i o D r m gs m i d I V V V g r I g V De forma que i o o D i D o D D m i D m d d d V I R V R V V V R V R g g r r r é ù ê ú ê ú ë û Logo 1 D D o i m D d d V R R g R V r r ú é ù é ù ê ú ê ú ê ú ê ë û ë û Assim 1 D m D o d v D i d A R R r V r g V R 341 Se 10 d D r R ³ o fator de D d R r poder ser desprezado então v m D A g R 342 Note nas equações 341 e 342 que o ganho de tensão é positivo ou seja esta configuração possui a tensão de saída em fase com a tensão de entrada Outros modelos de circuito CA com dispositivo JFET como a configuração seguidor de fonte ou dreno comum muito comum na área de sinais e sistemas é melhor descrito na referência a seguir Pág 415 do livro Dispositivos eletrônicos e teoria de circuitos de Robert L Boylestad Você também pode consultar o livro pela nossa biblioteca virtual Disponível em httpsbitly2N7hyrb Acesso em 28 jun 2018 Pesquise mais Sem medo de errar Relembrando nosso contexto você é o responsável técnico de uma empresa que oferece soluções e manutenção eletroeletrônica U3 Transistores de efeito de campo FET 74 que foi contratada para a manutenção de um sistema de amplificador e misturador de áudio para um grupo musical O cliente informou que o sistema não funcionava corretamente e para auxiliar o seu serviço entregou um manual técnico deste sistema como mostra a Figura 344 Figura 344 Esquemático elétrico do sistema amplificador e misturador de áudio Fonte adaptado de Boylestad 2011 p 431 Segundo os defeitos relatados pelo cliente este sistema de amplificador e misturador de áudio não apresentava na saída o som do microfone apenas da guitarra Além disso o som não era amplificado como a banda gostaria eles desejavam um som mais potente O que poderia estar acontecendo de errado com o sistema de misturador e amplificação áudio Como resolver este problema Ao receber o manual técnico deste sistema você inicia uma análise para entender a função de cada componente e como é realizada a construção deste amplificador e misturador de áudio Ao notar a presença do JFET você percebe o porquê temse mais de um sinal aplicado ao mesmo tempo na porta deste dispositivo Isto é possível dado a sua alta impedância de entrada de um modo geral este valor é de 1000 MΩ109 Ω Já os capacitores 1 C e C2 você conclui que estão presentes para evitar que quaisquer valores de polarização CC no sinal de entrada possam surgir na porta do JFET e os resistores variáveis 3 R servem para o controle do volume para cada canal U3 Transistores de efeito de campo FET 75 Sua incerteza da funcionalidade está na necessidade da presença dos resistores 1 R e 2 R Então com o auxílio de um multímetro você pode tentar conferir as tensões sobre estes resistores e percebe que elas são praticamente as mesmas tensões dos resistores m R e g R Isto te levou a concluir que estes resistores poderiam estar queimados Como bom técnico na área você tenta avaliar se poderia retirar este componente do sistema e analisa matematicamente qual seria a tensão entregue à porta do JFET G v caso os resistores 1 R e 2 R não estivessem presente Para esta avaliação matemática você substitui os capacitores por seu equivalente de curtocircuito para a faixa de frequência de interesse e ignora os efeitos dos potenciômetros de 1MΩ ajustado para seu valor máximo Logo utilizando o teorema da superposição você percebe que a tensão G v pode ser determinada como 05 10 095 105 105 0 047 G m g m g g v k v k v k k v V v Com esta análise você percebe que caso os resistores 1 R e 2 R não estivessem presentes um canal sobrecarregaria o outro reduzindo ou distorcendo o sinal na porta do JFET Caso estes resistores tiverem presente a análise para tensão G v poderia ser determinada como 101 110 052 211 21 0 1 48 g m g m g k k v v v v k k v Vale salientar que as mesmas considerações para o cálculo anterior foram feitas para o capacitor e resistor variável de 1MΩ O resultado para g v mostra um equilíbrio entre os sinais na porta do JFET Dada sua funcionalidade os 1 R e 2 R são denominados como resistores de isolação de sinais Para resolver este problema basta trocar os resistores queimados por novos como especificado no manual técnico Além deste problema com o sistema de áudio o cliente relatou também que o sistema não amplificava o quanto eles gostariam Como não constava no manual o valor do ganho você usou todo seu conhecimento de amplificadores com JFET para analisar como melhorar este fator A partir do esquemático elétrico do sistema Figura 344 você pode perceber que se trata de um sistema com configuração do tipo autopolarização E dados os valores apresentados no manual você calculou o ganho atual da seguinte maneira U3 Transistores de efeito de campo FET 76 Inicialmente obteve o valor do fator de transcondutância 3 0 S 2 2 10 10 334 m 6 DSS m p I V g 3 0 3 1 334 S 10 1 167 m 6 GS m m p g V V g é ù é ù ê ú ê ú ê ú êë úû ú ë û ê Calculou dr r g d oS 1 50 1 20µ kΩ Como 10 d D r R ³ então você pode desconsiderar o valor de dr do cálculo do ganho e então 1 16 33 7 55 v m D A g R m k Para atender à solicitação do cliente e aumentar a tensão de saída e consequentemente a amplificação do sinal de áudio você pode alterar o JFET ou substituir o valor de D R para um valor maior Por questão de simplificação é sugerido alterar o valor de D R para respeitar o limite do altofalante escolhido de 5 1 kΩ assim o novo ganho de tensão ficaria de 1 167 51 85 Vnovo m k A Ou seja como a alteração do valor do resistor do dreno D R você conseguiu entregar um amplificador 54 mais potente Avançando na prática Préamplificador do sinal de celular de um sistema repetidor Descrição da situaçãoproblema Você é o responsável técnico em uma empresa que oferece soluções e manutenção eletroeletrônica que foi contratada por uma operadora de telefonia móvel para melhorar o sinal de celular em uma determinada região Nesta localidade a empresa contratante tem um alto índice de reclamação devido ao sinal baixo ou inexistente Logo o projeto solicitado prevê uma melhora no ganho de 20 do sinal préamplificado do sistema atual apresentado na Figura U3 Transistores de efeito de campo FET 77 345 para melhor atender os consumidores locais Como aprimorar o ganho desse sistema de amplificação com JFET Figura 345 Sistema préamplificador do sinal de celular Fonte elaborado pela autora o V 1 C iV 2 C 33 kΩ D R G S D DD V 1kΩ S R 33 kΩ L R Resolução da situaçãoproblema Para atender as especificações de projeto é importante que seja analisado o ganho atual do sistema para então prever uma melhoria com aumento esperado Assim a análise inicial se dá com a obtenção do ganho do sistema atual ou seja quando é entregue aos consumidores um sinal fraco ou inexistente Para isso é necessário calcular o fator de transcondutância do sistema como 3 0 1 S 4 2 2 10 0 5 m DSS m p g I V 3 0 22 1 5 1 S 0 1 2 4 25 m GS m m p g g V V é ù é ù ê ú ê ú ê ú ê úû û ë ê ú ë Em seguida é calculado a resistência dr como r g d oS 1 1 10 100 µS kΩ Como 10 d D r R ³ você sabe que pode desconsiderar o valor de dr do cálculo do ganho e então v m D L A g R R Logo o ganho atual é 36 225 3 9 47 45 4 6 7 Vatual K A m K K K é ù ê ú ê ú ë û Como o projeto prevê um aumento de 20 no ganho de tensão uma possível solução é a alteração do valor da resistência do dreno D R U3 Transistores de efeito de campo FET 78 Sabemos que o novo ganho será 20 maior que o ganho atual logo o novo ganho deverá ser de 12 459 5508 Avnovo Assim o novo valor para D R deverá ser de novo D L V m D L R R A g R R é ù ê ú ê ú ë û 47 5508 225 47 D D R k m R k é ù ê ú ê ú ë û 47 2448 47 D D R k R k Logo o valor obtido para D R aprimorar o sinal préamplificado nesta localidade e melhor atender os consumidores locais deve ser de RD 5 1 kΩ 1 Segundo Boylestad 2011 a análise CA de um circuito que utiliza dispositivos JFET requer o desenvolvimento de um modelo de pequenos sinais para este dispositivo Este é construído a partir de alguns importantes parâmetros como o fator de transcondutância m g Logo sabendo que 38 mS gm e que gos 20 mS escolha a alternativa que contém o modelo equivalente CA para um JFET a Faça valer a pena gs V 38 10 3 Vgs Ω 50 k dr D S S G b gs V 20 10 6 Vgs 263 kΩ 2 dr D S S G c gs V 38 10 3 Vgs Ω 50 k dr D S S G d gs V 20 10 6 Vgs 263 kΩ 2 dr D S S G U3 Transistores de efeito de campo FET 79 e gs V 190 10 3 Vgs Ω 20 k dr D S S G 2 O dispositivo JFET Field Effect Transistor ou transistor de efeito de campo é um dispositivo de três terminais muito utilizado como préamplificador de vídeo para as câmaras de TV amplificadores para receptores de comunicação e instrumentos de medição Este dispositivo pode ser diversos tipos de polarização como autopolarização polarização fixa polarização por divisor de tensão portacomum dentre outras Para o circuito JFET do tipo polarização portacomum da Figura 346 Figura 346 Polarização do tipo portacomum iV 20 mV 1kΩ S R 10 μF G 12 V o V D R D 10 μF 33 kΩ 10 mA μ 5 V g 5 S 0 DSS p os I V Fonte elaborado pela autora Se 1 V VGSQ escolha a alternativa que contém o valor de o V para o circuito apresentado pela Figura 346 a 2125 mV b 21245 mV c 1841 mV d 18412 mV e 22234 mV 3 Dentre as configurações com circuito utilizando JFET temos a configuração com autopolarização Quando presente um capacitor U3 Transistores de efeito de campo FET 80 paralelo à resistência da fonte esta configuração é denominada como configuração com autopolarização com S R com desvio O modelo representativo desta configuração em CA é apresentado pela Figura 347 Se 1 V VGSQ e ì 10 S goS escolha a alternativa que contém o valor de V A para o circuito apresentado pela Figura 347 a 467 b 837 c 0837 d 837 e 837 Figura 347 Polarização do tipo autopolarização iV 20 V o V Ω 2 M G R Ω 47 k D R 2 C 1 C G D S Ω 1k S R S C iZ o Z 12 mA 9 V DSS p I V BOYLESTAD R L Dispositivos eletrônicos e teoria de circuitos 11 ed São Paulo Prentice Hall 2013 MALVINO A P Eletrônica 7 ed Porto Alegre AMGH 2011 MARQUES Â E B JÚNIOR S C CRUZ ALVEZ E C Dispositivo semicondutores diodos e transistores 13 ed São Paulo Érica 2012 Referências Unidade 4 O amplificador operacional ampop é um amplificador diferencial com duas entradas e saída com terminação simples de ganho muito alto e com rejeição de modo comum isto é possuí a habilidade de reduzir ruídos de baixa e alta frequência Eles apresentam uma impedância de entrada bastante alta tornandoo incapaz de drenar uma corrente alta de uma fonte de sinal com alta impedância e uma impedância de saída mais baixa possibilitando alimentar uma carga de baixa impedância Além disso eles permitem que a saída varie por toda ou quase toda faixa de alimentação Seria difícil enumerar todas as aplicações desse dispositivo Segundo Pertence Jr 2012 podemos dizer que suas aplicações estão presentes nos sistemas eletrônicos de controle industrial na instrumentação industrial na instrumentação nuclear na instrumentação médica nos computadores analógicos nos equipamentos de telecomunicações nos equipamentos de áudio nos sistemas de aquisição de dados citando apenas algumas delas Por isso para aprofundar seus conhecimentos para além do conteúdo teórico em cada seção dessa unidade apresentaremos situações práticas que podem ocorrer no dia a dia do profissional de eletrônica Nesta seção pensaremos em uma maneira de eliminar de um circuito eletrônico o ruído de baixa frequência como o ruído proveniente da rede elétrica Na segunda seção usaremos como situação prática o uso de circuitos com amplificadores operacionais para amplificar sinais de baixa amplitude proveniente de sensores em sistemas de instrumentação Por fim na última seção utilizaremos os conhecimentos adquiridos nessa unidade para projetar um Convite ao estudo Amplificadores operacionais ampop controlador eletrônico analógico largamente utilizado em controle de processos Para isso nesta seção apresentaremos os fundamentos necessários para a compreensão dos ampops para que seja possível nas seções seguintes nos aprofundarmos nos circuitos com ampops e em algumas de suas aplicações básicas de modo que você possa adquirir o conhecimento necessário para analisar implementar e até executar projetos com ampops Boa leitura U4 Amplifi cadores operacionais ampop 195 Segundo Pertence Jr 2012 o ampop é um amplificador CC multiestágio com entrada diferencial cujas características se aproximam das de um amplificador ideal Os primeiros amplificadores operacionais foram desenvolvidos na década de 1940 eram construídos com válvulas e por isso possuíam características de operação bastante precárias No final desta mesma década com a criação do transistor foi possível a construção de um ampop com características razoáveis Em 1963 a Fairchild lançou o primeiro ampop em um circuito integrado CI o μA702 Esse ampop apresentava uma série de problemas como baixo ganho baixa resistência de entrada alta sensibilidade a ruídos entre outros Isso levou a própria Fairchild a desenvolver e lançar em 1965 o μA709 considerado o primeiro ampop confiável do mercado Em 1968 a mesma empresa lançou o μA741 um ampop de uso geral que ainda hoje ocupa uma posição de destaque no mercado Para fixar os conhecimentos a serem adquiridos nesta seção vamos pensar em uma situação prática que é bastante comum em eletrônica O ruído proveniente da rede de alimentação CA em 50 ou 60 Hz é um problema em circuitos amplificadores de alto ganho Os circuitos de potência de 60 Hz irradiam sinais que podem ser captados por circuitos eletrônicos mais sensíveis A Figura 41 mostra como esse ruído de baixa frequência pode afetar um certo sinal O resultado é um sinal distorcido com baixa qualidade pois o ruído de baixa frequência pode se tornar mais expressivo que o próprio Seção 41 Diálogo aberto Fundamentos de ampops Figura 41 Sinal com ruído de baixa frequência Sinal Ruído de baixa frequência Sinal com ruído Fonte elaborado pelo autor U4 Amplifi cadores operacionais ampop 196 sinal Se você tivesse que projetar um circuito que amplificasse o sinal de interesse sem que o ruído fosse amplificado como você faria isso É possível montar uma solução utilizando amplificadores operacionais A seguir apresentaremos os conhecimentos teóricos para te ajudar nessa etapa de projeto Bons estudos Antes de falarmos do amplificador operacional ampop de fato vamos rapidamente entender o que é um amplificador diferencial O amplificador diferencial é uma configuração de uso extremamente comum em circuitos integrados CIs Ele é projetado para responder a uma diferença entre dois sinais de entrada daí o seu nome Na Figura 42 é possível ver um arranjo básico nele a fonte de alimentação VEE fornece a polarização direta para as junções baseemissor e VCC polariza reversamente os coletores Esse circuito pode trabalhar recebendo o sinal de entrada de diversas maneiras por exemplo dizemos que o circuito está operando com entrada simples se o sinal for aplicado a uma das entradas e a outra for conectada ao terra Chamamos de entrada dupla se dois sinais de polaridades opostas são aplicados às duas entradas simultaneamente E se o mesmo sinal de entrada é aplicado a ambas as entradas a operação é chamada de modocomum Boylestad 2013 O amplificador diferencial tem como principal característica o alto ganho quando sinais opostos são aplicados às entradas Não pode faltar Fonte adaptado de Schuler 2013b p 2 Figura 42 Amplificador diferencial Saída 1 Saída 2 U4 Amplifi cadores operacionais ampop 197 Os ampops são construídos combinando diversos estágios de amplificadores sendo o estágio de entrada um amplificador diferencial como pode ser visto na Figura 43 Isso confere ao amp op algumas características bastantes úteis em circuitos eletrônicos Dentre elas vale destacar Rejeição de modo comum que possibilita a capacidade de reduzir ruídos de baixa e alta frequência Alta impedância de entrada que torna os ampops capazes de drenar correntes altas de fontes de sinal com alta impedância Baixa impedância de saída possibilitando alimentar adequadamente uma carga de baixa impedância com um sinal Alto ganho que em algumas aplicações pode ser reduzido com a realimentação negativa Fonte Schuler 2013b p 12 Figura 43 Principais seções de um amplificador operacional Aqui neste início de seção apenas apresentamos o que é um amplificador diferencial para darmos início ao estudo dos amplificadores operacionais No entanto sua aplicação vai muito além do seu uso nos estágios do ampop Caso deseje saber mais sobre as propriedades dos amplificadores diferenciais leia a seção Análise do amplificador diferencial p 6 do livro Eletrônica II SCHULER Charles Eletrônica II 7 ed Porto Alegre AMGH 2013 Pesquise mais Entrada não inversora Entrada inversora Saída U4 Amplifi cadores operacionais ampop 198 Entrada não inversora Saída Entrada inversora A primeira seção desse circuito é um amplificador diferencial e confere ao ampop as características de rejeição de modo comum e alta impedância de entrada A segunda seção corresponde a um estágio coletor comum Esse tipo de circuito é conhecido por sua baixa impedância de saída e empresta essa característica ao ampop Por fim a última seção é um amplificador de saída que proporciona o ganho elevado ao ampop Observe que temos apenas um terminal de saída não sendo possível obter uma saída diferencial O ampop é portanto um dispositivo com duas portas de entrada resultado da utilização de um amplificador diferencial como estágio de entrada e uma saída Seu símbolo universal pode ser visto na Figura 44 Quando o sinal é conectado a uma das entradas enquanto a outra está conectada ao terra dizemos que o ampop está funcionando com entrada simples Quando o sinal é conectado na entrada positiva não inversora a saída estará em fase com a entrada O contrário acontece se conectarmos o sinal na entrada negativa inversora ou seja nesse caso a saída estará 180 defasada da entrada Uma outra possibilidade de utilização é aplicar sinais em ambas as entradas o que é chamado de operação com entrada dupla Nesse caso a saída estará em fase com diferença entre os sinais aplicados nas duas entradas Quando o mesmo sinal é aplicado em ambas as entradas resulta na operação em modo comum Em um ampop ideal as duas entradas seriam amplificadas de maneira idêntica de modo que ao produzirem sinais de saída de polaridades opostas esses sinais se cancelariam resultando em uma saída nula A Figura 45 mostra um diagrama esquemático genérico de um ampop na forma de circuito integrado CI Observe que além das entradas e saída do ampop propriamente dito temos as entradas de alimentação negativa V e positiva V e os terminais de Fonte elaborado pelo autor Figura 44 Símbolo do ampop U4 Amplificadores operacionais ampop 199 Fonte Schuler 2013b p 13 Figura 45 Diagrama esquemático de um amplificador operacional ajuste de offset Esses terminais são responsáveis para a correção externamente de pequenas assimetrias que são inevitáveis na fabricação do ampop Como os ampops são fabricados em CIs raramente é necessário conhecer detalhes do seu circuito interno É comum portanto usar a representação apresentada na Figura 44 em projetos e análises de circuitos com ampops Segundo Boylestad 2013 uma das características mais importantes de uma conexão de circuito diferencial como a de um ampop é a alta capacidade do circuito de amplificar os sinais opostos nas suas entradas enquanto amplifica pouco os sinais que são comuns em ambas entradas Desse modo o ampop fornece uma rejeição de modo comum indicada numericamente pela razão de rejeição de modocomum CMRR do inglês common mode rejection ratio de modo que CMRR A A d c 41 em que Ad é o ganho diferencial e Ac é o ganho em modo comum do amplificador O valor da CMRR também pode ser expresso em termos logarítmicos CMRRdB 20log A A d c 42 U4 Amplifi cadores operacionais ampop 200 Quando entradas separadas são aplicadas ao ampop como na Figura 46a o sinal resultante é a diferença entre as duas entradas v v v d e e 1 2 43 Quando os dois sinais da entrada são iguais como na Figura 46b o sinal comum às duas entradas é definido como a média entre os dois sinais v v v c e e 1 2 1 2 44 Assim de modo geral a saída resultante quando qualquer sinal é aplicado a um ampop é definida como v A v A v s d d c c 45 O ganho de tensão de um amplificador operacional é dado pela razão entre o sinal de saída vs e o sinal de entrada Ve de modo que A v v V s e 46 Para que a amplificação seja viável especialmente para sinais de baixa amplitude como sinais recebidos de transdutores ou sensores é necessário que o amplificador tenha um alto ganho de tensão Idealmente o ganho do ampop seria infinito porém na prática é da ordem de grandeza de 106 V V Como os ampop em geral têm grandes valores de ganho justifica apresentar o seu ganho em decibéis assim podemos reescrever 46 como Fonte elaborado pelo autor Figura 46 Operação a diferencial b modocomum Ve1 Ve1 Ve2 VS Ve1 Ve1 Vc Vs Ve1 Ve2 2 Ve2 VS Ve1 Ve2 Vd Ve1 Ve2 VS a b U4 Amplifi cadores operacionais ampop 201 Fonte adaptado de Pertence Jr 2012 p 11 VG Fonte Amplificador Carga RG RE VS RS iL RL Figura 47 Modelo para um amplificador de sinal A v v V s e dB 20log 47 A representação em decibéis é conveniente pois permite somar os ganhos dos estágios sucessivos de um sistema ao invés de multiplicar os seus fatores de ganho Por exemplo um sistema com 3 amplificadores em série com ganhos de 10 dB 8 dB e 7 dB respectivamente tem um ganho total de 25 dB Para falarmos das impedâncias de entrada e saída no ampop vamos considerar o modelo representado na Figura 47 em que um amplificador é alimentado por uma fonte e por sua vez ele alimenta uma carga O gráfico da Figura 48 mostra as variações de corrente tensão e potência na carga desse circuito No ponto A ocorre a máxima transferência de potência entre o amplificador e a carga Porém em circuitos com ampops essa não é a situação mais interessante Reflita Além de facilitar na análise de amplificadores encadeados a representação em decibéis também facilita quando há necessidade de representar graficamente grandezas com uma ampla faixa de variação possibilitando uma melhor visualização dos valores Você consegue imaginar por que isso ocorre U4 Amplifi cadores operacionais ampop 202 Fonte adaptado de Pertence Jr 2012 p 11 Figura 48 Variações de corrente tensão e potência na carga VL PL IL A Da Figura 47 podemos extrair a seguinte relação V R R R V RE E E G G 48 Analisando 48 podemos concluir que quanto maior for a resistência de entrada RE em relação a RG maior será a proporção de VG aplicada sobre RE Idealmente R V V E RE G ou seja é desejável que a resistência de entrada seja muito alta idealmente infinita em relação à resistência de saída da fonte Na carga temos que V V i R L S L S 49 De 49 podemos dizer que quanto menor for a resistência de saída RS maior será a parcela da tensão VS sobre a carga Idealmente R V V S L S 0 Observe que quando discutimos os valores ideais de impedância de entrada e saída em um ampop não estamos preocupados com a máxima transferência de potência mas sim com a máxima transferência de sinal sobre a carga Pertence Jr 2012 Assimile A taxa de inclinação ou em inglês slew rate fornece um parâmetro que especifica a taxa máxima de variação da tensão de saída quando é aplicado um sinal de entrada de grande amplitude na forma de degrau BOYLESTAD 2013 dado por 0 1 RL RS 1 t 1 U4 Amplifi cadores operacionais ampop 203 Fonte Pertence Jr 2012 p 7 Quadro 41 Códigos do ampop 741 SR V t S Vms 410 Caso se tente variar a saída a uma taxa de tensão maior do que o slew rate ela não será capaz de acompanhar a mudança distorcendo o sinal Comercialmente os amplificadores estão disponíveis nos mais diversos tipos Existem inúmeros fabricantes de circuitos integrado CI e cada um deles possui uma codificação para os seus produtos Um mesmo CI pode ser produzido por vários fabricantes diferentes de modo que é importante que o projetista tenha conhecimento da existência de diferentes códigos e saiba discernir o fabricante e buscar a folha de dados do mesmo para pesquisar as características do dispositivo e estabelecer as equivalências necessárias No Quadro 41 temos a codificação utilizada pelos fabricantes mais conhecidos no mundo para o famoso ampop 741 Fabricante Código Fairchild μ741 National LM741 Motorola MC1741 RCA CA741 Texas SN741 Signetics AS741 Siemens TBA221741 Com o lançamento do μA741 em 1968 a Fairchild resolvia uma série de problemas que ocorriam com seus antecessores principalmente devido à inclusão de um capacitor de compensação interna no CI as versões anteriores necessitavam do uso de um capacitor externo Com isso o μA741 praticamente virou sinônimo de amplificador operacional a ponto que muitos amplificadores modernos têm sua Assimile U4 Amplifi cadores operacionais ampop 204 Lançado em 1968 pela Fairchild PERTENCE Jr 2012 o 741 é um exemplar pequeno encapsulado no miniDIP do inglês dual inline package com mostrado na Figura 49a As conexões dos pinos são mostradas na Figura 49b O ponto no canto superior esquerdo identifica a extremidade a partir da qual inicia a numeração dos pinos Como já foi dito o fato dos transistores do estágio diferencial Seção 1 na Figura 43 não serem idênticos provoca um desbalanceamento interno resultando em uma tensão na saída chamada tensão de offset de saída mesmo que as entradas estejam aterradas Na prática um potenciômetro é conectado aos pinos 1 5 e 4 como visto na Figura 410 para o 741 possibilitando o cancelamento do sinal de erro pinagem baseado nos pinos do 741 Como vimos ainda hoje diversas fabricantes de componentes eletrônicos produzem uma versão desse chip clássico e o 741 se tornou onipresente na eletrônica Fonte elaborado pelo autor Fonte elaborado pelo autor Figura 49 Ampop 741 a encapsulamento b conexões de pinos Cancelamento de offset Sem conexão V 1 7 2 3 7 6 5 1 4 4 8 2 7 3 6 4 5 Saída Cancelamento de offset 741 Vista superior Entrada não inversora Entrada inversora V Figura 410 Ligação para cancelamento do offset em um 741 a b U4 Amplificadores operacionais ampop 205 O potenciômetro é ajustado para que o terminal de saída esteja no potencial CC do terra sem que haja tensão de entrada CC diferencial O circuito de cancelamento do erro é projetado para eliminar um nível de offset interno da ordem de milivolts Portanto o potenciômetro apresenta uma faixa limitada de operação de modo que esse arranjo passa a ser inadequado quando se deseja anular o nível de offset interno quando se tem uma grande tensão CC aplicada na entrada diferencial A boa notícia é que nesses casos em geral o valor reduzido do offset não representa problemas e os terminais de ajuste permanecem desconectados portanto Tabela 41 Amostra de especificações de ampops Fonte adaptado de Schuler 2013b p 16 Alguns ampops possuem características especiais pois são projetados para aplicações especificas Por exemplo baixo consumo de corrente para dispositivos alimentados por bateria ou uma ampla largura de banda para aplicações em alta velocidade A Tabela 41 mostra diversos ampops com algumas das suas características Exemplificando Dispositivo Descrição AV dB ZE W CMRR dB Slew Rate V s μ TL070 BIFET ruído reduzido 106 1012 86 13 TL080 BIFET baixa potência 106 1012 86 13 TLC277 CMOS 92 1012 88 45 LM308 Desempe nho elevado 110 40 106 100 03 LM318 Desempe nho elevado 106 3 106 100 70 LM741C Uso geral 106 2 106 90 05 TLC27L7 CMOS polarização reduzida 114 1012 88 004 MCP616 BICMOS 120 600 106 100 008 OPA727 CMOS 120 1011 86 30 U4 Amplifi cadores operacionais ampop 206 Sem medo de errar Relembrando nossa situação prática precisamos indicar um tipo de solução para amplificar um sinal sem que o ruído de baixa frequência proveniente de interferência da rede elétrica seja também amplificado Como vimos o amplificador operacional é composto por múltiplos estágios sendo o primeiro deles um amplificador diferencial Isto confere ao ampop a capacidade de rejeitar um sinal de modo comum Como vimos de um modo geral a tensão de saída de um ampop é dada por v A v A v s d d c c em que vs é a tensão de saída v v v d e e 1 2 é tensão diferencial de entrada resultante da diferença entre os sinais aplicados nas entradas do ampop e v v v c e e 1 2 1 2 é a tensão de modo comum obtido como a média do sinal aplicado em ambas as entradas A razão de rejeição em modo comum é dada em dB por CMRRdB 20log A A d c No 741 por exemplo seu valor típico é de 90 dB Isto significa que o ganho diferencial Ad é aproximadamente 3162278 vezes maior que o ganho em modo comum Ac Portanto como o ruído de baixa frequência é comum às duas entradas do ampop pois ambas estarão sujeitas à mesma interferência dos circuitos de potência ocorrerá portanto a rejeição desse distúrbio Na Figura 411 podemos ver um esquema simplificado de como isso acontece Nesse ponto é importante que você saiba que esse é um esquema apenas para fins didáticos na prática não usamos apenas um amplificador operacional para realizar esse tipo de operação Figura 411 Rejeição de ruído em um ampop Sinal com ruído Ruído de baixa frequência Sinal amplificado sem ruído Fonte elaborado pelo autor U4 Amplifi cadores operacionais ampop 207 O sinal com ruído é aplicado nas duas entradas e por isso está sujeito a um ganho 3162278 vezes menor que o ganho do sinal aplicado em apenas uma das entradas do ampop Folha de dados do amplificador operacional Descrição da situaçãoproblema Como você já deve ter notado nesse ponto é fundamental que o profissional de eletrônica saiba ler com facilidade uma folha de dados ou datasheet de um componente eletrônico Como o 741 é o amplificador operacional mais comum e será impossível que você trabalhe com eletrônica sem que tenha contato com ele pelo menos algumas vezes pesquise pela sua folha de dados e verifique a sua pinagem veja seu diagrama esquemático compare com o apresentado na Figura 45 e busque entender quais são suas informações mais importantes Pense também na situação anterior em que precisamos amplificar um sinal diferencial sujeito a ruído O uso do 741 é o mais adequado Em que ocasião isso ocorre Será que um amplificador de instrumentação poderia ser adequado em situações onde se tem um sinal de baixa amplitude Resolução da situaçãoproblema Primeiro para o 741 vamos usar a folha de dados do LM741 da Fairchild como referência Como já sabemos cada fabricante irá apresentar as informações da maneira que lhe convém e aproveitamos esse momento para reforçar que os termos nas figuras apresentadas a seguir estão em inglês pois como já bem dizemos em sua grande maioria as folhas de dados são disponibilizadas em inglês por isso é importante que você esteja familiarizado com esses termos O LM741 é um amplificador operacional de uso geral ele destinase a uma ampla gama de aplicações analógicas A Figura 412a apresenta a pinagem deste ampop e a Figura 412b seu diagrama esquemático Avançando na prática U4 Amplifi cadores operacionais ampop 208 Figura 412 Diagrama a de blocos interno e b esquemático Tabela 42 Valores máximos absolutos para a faixa de operação a 25C a b Fonte Fairchild 2007 p 1 e 2 Fonte Fairchild 2007 p 2 Segundo Boylestad 2013 as especificações máximas absolutas fornecem informações sobre quais são as máximas tensões de alimentação que podem ser utilizadas o intervalo permitido para o sinal de entrada e qual é a potência máxima que o dispositivo aguenta operar Os valores para o 741 podem ser vistos na Tabela 42 As características elétricas incluem além de parâmetros considerados úteis para o usuário os parâmetros mencionados anteriormente nessa seção O fabricante costuma oferecer algumas combinações de valores típicos mínimos e máximos Symbol Parameter Value Unit VCC Supply voltage 18 V VI DIFF Diff erential Input Voltage 30 V VI Input Voltage 15 V Output Short Circuit Duration Indefi nite PD Power Dissipation 500 mW T OPR Operating Tempe rature Range 0 70 C TSTG Storage Tempera ture Range 65 150 C U4 Amplifi cadores operacionais ampop 209 Tabela 43 Características elétricas para VCC VCC V 15 V VEE VEE V 15 V e 25C Fonte Fairchild 2007 p 3 Como vimos o LM741 tem valor típico de CMRR de 90 dB e valor mínimo de 70 dB Caso a diferença entre as amplitudes dos sinais diferencial e de modo comum seja grande o bastante aplicar o LM741 pode ser suficiente Mas se essa diferença for baixa ou seja o sinal que se deseja amplificar tiver a amplitude muito próxima ao ruído o amplificador não conseguirá diferenciar entre os dois sinais e amplificar somente o sinal desejado Como vimos o LM741 é um amplificador operacional de uso geral e ele destinase a uma ampla gama de aplicações analógicas Listamos na Tabela 43 apenas alguns dos valores apresentados na folha de dados é importante que você veja no original os demais parâmetros Parameter Symbol Conditions Min Typ Max Unit Input Off set Voltage VIO RS 10 kΩ 20 60 mV RS 50 kΩ Input Off set Voltage Adjustment Range VIO R 15 mV Input Resis tance RI VCC 20 V 03 20 MW Output Resis tance RO VCC 20 V 75 W Input Voltage Range VI R 12 13 V Large Signal Voltage Gain GV RL 2 kΩ VCC O P P 20 15 V V V V mV VCC O P P 15 10 V V V 20 200 Common Mode Rejec tion Ratio CMRR RS 10 kΩ VCM 12 V 70 90 dB RS 50 kΩ VCM 12 V Slew Rate SR Unity Gain 05 V μs U4 Amplifi cadores operacionais ampop 210 mas para amplificar um sinal de baixa amplitude sujeito a ruído uma opção interessante seria usar um amplificador de instrumentação de baixa potência como a série INA12x TEXAS 2018 que possui CMRR típico de 130 dB e mínimo de 120 db 1 O amplificador operacional ampop é um dispositivo com duas portas de entrada e uma saída representado esquematicamente conforme mostra a Figura 413 2 Os amplificadores operacionais ampops são construídos combinando diversos estágios de amplificadores incluindo em alguns dos seus estágios amplificadores diferenciais Isso confere ao ampop algumas características bastantes úteis em circuitos eletrônicos Assinale a alternativa que contém apenas características dos ampops Nesse contexto analise as afirmativas a seguir I Quando um sinal é aplicado na entrada não inversora o sinal da saída estará em fase com a entrada II O sinal da saída estará defasado com a entrada quando um sinal é aplicado na entrada inversora III Se um mesmo sinal é aplicado em ambas as entradas idealmente a saída será nula É correto o que se afirma em a I e II apenas b II e III apenas c I e III apenas d I apenas e I II e III Faça valer a pena Figura 413 Símbolo do ampop Fonte elaborado pelo autor Figura 413 Símbolo do ampop Entrada não inversora Saída Entrada inversora U4 Amplificadores operacionais ampop 211 3 É inevitável que alguma assimetria ocorra no processo de fabricação de um amplificador operacional em um circuito integrado causando o aparecimento de um offset de tensão da ordem de milivolts na saída Em geral quando aplicamos na entrada um sinal com um grande valor de tensão CC podemos desconsiderar essa característica Nesse contexto avalie as seguintes asserções e a relação proposta entre elas I Os circuitos integrados de amplificadores operacionais possuem dois terminais para ajuste de offset PORQUE II Quando é aplicado na entrada um sinal sem uma componente CC é desejável anular o offset inerente do ampop A respeito dessas asserções assinale a opção correta a As asserções I e II são proposições verdadeiras mas a II não é uma justificava da I b As asserções I e II são proposições verdadeiras e a II é uma justificava da I c A asserção I é uma proposição falsa e a II é uma proposição verdadeira d A asserção II é uma proposição verdadeira e a II é uma proposição falsa e Ambas as asserções são falsas a Rejeição de modo comum alta impedância de entrada baixa impedância de saída e alto ganho b Rejeição de modo comum baixa impedância de entrada alta impedância de saída e alto ganho c Não opera em modo comum alta impedância de entrada baixa impedância de saída e alto ganho d Rejeição de modo comum alta impedância de entrada e de saída e baixo ganho e Rejeição de modo comum alta impedância de entrada e de saída e alto ganho U4 Amplifi cadores operacionais ampop 212 Os amplificadores operacionais são encontrados com facilidade em uma infinidade de tipos possuindo características que se adaptam a uma quantidade ilimitada de aplicações Como já foi dito aqui os ampops estão presentes nos sistemas eletrônicos de controle industrial na instrumentação industrial nuclear e médica nos computadores analógicos nos equipamentos de telecomunicações e de áudio nos sistemas de aquisição de dados dentre outros Para fixar os conhecimentos a serem adquiridos nesta seção vamos pensar em uma situação prática muito utilizada em instrumentação A ponte de Wheatstone é usada em todo tipo de sistemas de medição pois permite medir a resistência de um de seus resistores com extrema precisão sendo que a variação dessa resistência pode estar associada a diversas grandezas físicas dependendo do sensor usado Por exemplo é possível medir a posição utilizando potenciômetros como sensores ou a deformação com extensômetros ou strain gages ou a temperatura com termoreristências A Figura 414 mostra uma ponte de Wheatstone conectada a um amplificador diferencial No esquemático do circuito R x é uma resistência variável que representa o sensor resistivo a ser utilizado dependendo da aplicação Seção 42 Diálogo aberto Circuitos básicos com ampops Figura 414 Amplificador diferencial conectado a uma ponte de Wheatstone Fonte adaptada de Aguirre 2013 p 146 O amplificador utilizado é um LM741 com razão de rejeição de modocomum CMRR 80 dB a ponte é alimentada com uma tensão de 10 V e a relação R3R1 500 Um fato que é peculiar a essa montagem é que como a fonte de alimentação da ponte está aterrada isso provocará uma tensão de modo comum nas Tensões v1 e v2 Supondo que a ponte esteja balanceada a tensão em modo comum será vm 5 V assim v1 5 δv e v2 5 δv em que δv é a parcela de variação de tensão decorrente da variação de resistência nos braços da ponte e que no caso em estudo v0 v1 v2 v0 5 δv 5 δv v0 2δv Com essas informações a configuração utilizando o LM741 como um amplificador diferencial é adequada Caso não seja seria possível adequar o circuito de amplificação de sinal A seguir apresentaremos os conhecimentos teóricos para te ajudar nessa etapa de projeto Bons estudos Não pode faltar Antes de listar alguns dos circuitos básicos com ampop mais comuns vamos descrever brevemente três modos de operação do ampop e introduzir o conceito de curtocircuito virtual e terra virtual O ampop pode operar sem realimentação como visto na Figura 415 modo denominado também de operação em malha aberta É neste modo que é válido o ganho de tensão estipulado pelo fabricante e descrito na folha de dados de modo que não conseguimos ter controle do mesmo Esse tipo de operação é bastante útil para circuitos comparadores Figura 415 Ampop sem realimentação Fonte elaborada pelo autor U4 Amplifi cadores operacionais ampop 214 Em malha fechada há duas possibilidades de operação a primeira com realimentação positiva como visto na Figura 416a apresentando como inconveniente o fato de levar o circuito à instabilidade Mas ainda assim este modo de operação pode ser usado em circuitos osciladores No entanto o modo de operação mais importante em circuitos com ampops é o com realimentação negativa Figura 416b Sua resposta é linear e o ganho de tensão pode ser controlado pelo projetista possibilitando criar diversas aplicações como seguidor de tensão amplificador não inversor amplificador inversor somador amplificador diferencial diferenciador integrador filtros ativos e muitos outros Para entendermos o funcionamento dos circuitos apresentados mais adiante é importante conhecer os conceitos de curtocircuito virtual e terra virtual Para auxiliar na análise temos na Figura 417 um modelo de um ampop real A princípio não estaremos interessados no funcionamento do circuito em si apenas na análise dos conceitos supracitados Figura 416 Ampop com realimentação a positiva e b negativa R1 R2 Ve R1 R2 Ve Vs Vs Figura 417 Modelo de um amplificador operacional real V1 i1 R1 R1 R2 a b ip1 i2 R2 Re Rs Vs Aevd ip2 V2 Ve R1 R2 Vs a b Fonte elaborada pelo autor Fonte adaptada de Pertence Jr 2012 p 19 U4 Amplificadores operacionais ampop 215 A entrada como já sabemos apresenta uma resistência Re muito grande idealmente infinita colocada entre os terminais inversor e não inversor A impedância infinita de entrada impede que haja uma corrente penetrando nos terminais de entrada de modo que I I P P 1 2 0 411 As correntes IP1 e IP2 são chamadas de correntes de polarização de entrada por estarem relacionadas com os transistores presentes nos estágio diferencial de entrada do ampop Pertence Jr 2012 O modelo da Figura 417 inclui ainda uma fonte de tensão controlada por tensão com seu valor dado pelo produto entre o ganho de malha aberta Av e o valor diferencial de entrada v v v d b a Analisando o circuito da Figura 417 e a relação em 411 podemos dizer que i i 1 2 0 Substituindo I1 e I2 por seus valores temos que v v R A v v R R a v d a s 1 1 2 0 como v v v d b a podemos fazer v v A R R R R v R R A R b a v s s v 1 1 2 1 2 1 Se calcularmos o limite de vb quando Av tende ao infinito teremos v v b a Av De modo que podemos escrever v v v v v d b a a a 0 412 Ao consultar a folha de dados de um amplificador operacional encontramos dentre os diversos parâmetros apresentados a denominação input bias current que é a corrente de polarização de entrada aqui representada por IP Seu valor é obtido calculando a média entre as corrente IP1 e IP2 assim I I I P P P 1 2 2 Assimile U4 Amplifi cadores operacionais ampop 216 Note que esse resultado só é possível devido à realimentação negativa que tende a igualar os potenciais entre os pontos a e b quando o ganho de malha aberta tende a infinito Pertence Jr 2012 De 412 podemos concluir que a diferença de potencial entre a e b é nula independente dos sinais aplicados à entrada Por isso podemos afirmar que entre os terminais inversor e não inversor quando o amp op é realimentado negativamente há um curtocircuito virtual Se aterrarmos a entrada não inversor ou seja fazendo v2 0 o potencial no terminal inversor será nulo fato que chamamos de terra virtual Segundo Pertence Jr 2012 um circuito com ampop é dito linear quando o mesmo opera como amplificador Se além disso ao considerarmos o ampop como ideal a análise de circuitos lineares com ampop passa a ser bastante simples de modo que podemos aplicar teoremas já estabelecidos na teoria de circuitos elétricos como as leis de Kirchhoff o teorema da superposição o teorema de Thèvenin para citar algumas técnicas A partir dos conceitos apresentados para que um ampop seja útil no tratamento de sinais é necessário limitar o seu ganho sem abrir mão de suas características fundamentais Nesse sentido inicialmente é proposta uma configuração inversora mostrada na Figura 418 Aplicando a lei das correntes de Kirchhof LCK no ponto a temos i i i p1 1 2 Considerando o ampop ideal devido ao curtocircuito virtual temos que ip1 0 Portanto v v R v v R e a s a 1 2 0 Fonte elaborada pelo autor Figura 418 Amplificador inversor Ve R1 i1 ip1 R2 Vs i2 Vd a b U4 Amplifi cadores operacionais ampop 217 Podemos da mesma forma sob condições ideais realizar a análise do circuito não inversor mostrado na Figura 419a Aplicando a LCK no ponto a temos 0 0 1 2 v R v v R a s a Agora devido ao curtocircuito virtual v v a e portanto v R v v R e s e 1 2 0 De modo que a equação para o ganho em malha fechada para o amplificador não inversor é dada por A v v R R v s e mf 1 2 1 414 Fonte elaborada pelo autor Figura 419 Amplificador a não inversor e b seguidor de tensão Como a porta não inversora está aterrada podemos considerar que a entrada inversora está conectada ao terra virtual ou seja va 0 assim v R v R e s 1 2 0 de modo que A v v R R v s e mf 2 1 413 Em que Avmf é ganho de malha fechada O sinal negativo indica a defasagem de 180 do sinal de saída em relação à entrada Reflita No amplificador inversor a impedância de entrada é dada unicamente por R1 Que tipo de desvantagem isso pode acarretar a R1 Vd Ve i1 i2 R2 Vs Ve Vs ip1 a b b Um caso particular do amplificador inversor ocorre quando R1 e R2 0 como mostrado na Figura 419b Nesse caso a relação entre as tensões de entrada e saída é simplesmente vs ve justificando o nome seguidor de tensão em inglês buffer que pode ser utilizado para desacoplar estágios reforçar correntes e casar impedâncias Uma aplicação prática para o seguidor de tensão como dissemos é a sua utilização no casamento da impedância de um gerador de sinal com um amplificador de baixa impedância de entrada como mostrado na Figura 420 Figura 420 Seguidor de tensão para casamento de impedâncias Buffer Fonte adaptada de Pertence Jr 2012 p 44 As configurações inversoras e não inversoras são muito utilizadas para realizar funções simples por exemplo somar sinais Na Figura 421 temos um somador inversor de três entradas Figura 421 Somador inversor Fonte elaborada pelo autor U4 Amplifi cadores operacionais ampop 219 Fonte elaborada pelo autor Figura 422 Somador não inversor V1 R1 Rr Vs i1 ip2 R i2 i3 R2 b a Vd R3 V2 V3 Aplicando LCK no ponto b temos v v R v v R v v R b b b 1 1 2 2 3 3 0 isolando vb v v R v R v R R R R G v G v G v G G G b 1 1 2 2 3 3 1 2 3 1 1 2 2 3 3 1 2 3 1 1 1 Como pode ser visto as entradas estão conectadas na porta inversora e na porta não inversora há a presença de um resistor de equalização R R R R R e r 1 2 3 para minimizar a tensão de offset Pertence Jr 2012 Aplicando a LCK no ponto a temos que v R v R v R v R s r 1 1 2 2 3 3 0 De modo que v R v R v R v R s e 1 1 2 2 3 3 415 Em que podemos destacar dois casos particulares importantes Se R R R Rr 1 2 3 teremos v v v v s 2 1 2 3 416 Já se R R R Rr 1 2 3 3 então v v v v s 1 2 3 3 417 que é a média aritmética em valor absoluto dos sinais aplicados Podemos também mudar a configuração do circuito somador como visto na Figura 422 para que o sinal de saída não sofra inversão em que G 1R é a condutância expressa em Siemens Aplicando LCK no ponto a e sabendo que va vb temos vs 1 RvRvb De modo que vs 1 RvRG1v1 G2v2 G3v3 G1 G2 G3 418 No caso especial que R1 R2 R3 e Rr 0 teremos a média aritmética dos sinais aplicados vs v1 v2 v3 3 419 Uma característica dos amplificadores inversor e não inversor é que o sinal de entrada é uma tensão em relação ao terra Nesse caso o amplificador diferencial Figura 423 tornase uma configuração mais adequada Nessa configuração nem v1 nem v2 estão conectados ao terra Figura 423 Amplificador diferencial Fonte adaptada de Aguirre 2013 p 144 A tensão vmc indica a tensão em modo comum que é uma parcela que se superpõe às parcelas v1 e v2 O que se deseja medir em geral é a diferença entre as tensões v2 v1 Utilizando as relações escritas para os amplificadores inversor 413 e não inversor 414 e assumindo linearidade temse vs R3R1vmc v1 R3R1 1ve 420 em que ve fracR4R2 R4 vmc v2 quad 421 vs fracR3R1 v2 v1 quad 423 vs fracR3R2 left1 frac2R1RGrightv2 v1 quad 424 Rs geq frac102pi fC1 quad 425 vs 250 mV Assim podemos notar que a tensão espúria devida ao modo comum é significativa pois a tensão de saída da ponte v0 20 mV que é a parcela de interesse aparecerá na saída do estágio amplificador multiplicada por 500 ou seja será 1 V É possível concluir portanto que para reduzir a parcela devida ao modo comum seria necessário utilizar um amplificador com CMRR bem maior por exemplo os amplificadores de instrumentação INA 128 e INA 129 BURR BROWN 1996 que tem o CMRR mínimo de 120 dB De modo que CMRR Ad vc vs 106 500 5 vs vs 500 5 106 vs 25 mV U4 Amplifi cadores operacionais ampop 225 Para aumentar a sensibilidade da medição os extensômetros são associados a uma ponte de Wheatstone A sensibilidade da célula de carga é diretamente influenciada pelo número de extensômetros pela suas posições e pala configuração da ponte de Wheatstone Por isso uma montagem com quatro extensômetros ativos é a melhor escolha para esse tipo de célula de carga Os amplificadores de instrumentação são utilizados extensivamente no condicionamento de pequenos sinais por isso é muito comum utilizar encapsulamentos integrados com essa configuração De modo que é natural que ele seja associado a esse tipo de circuito de medição Existem muitas opções disponíveis e com diferentes características que devem ser consideradas para cada aplicação especifica Imagine que você precise projetar um circuito de medição com quatro extensômetros e um amplificador de sinais Quais as opções de baixo custo encontradas no mercado Existem CIs próprios para esse tipo de aplicação Uma vez encontrado uma solução projete esse circuito Resolução da situaçãoproblema Para realizar a medição de força adequadamente em uma célula de carga você precisa propor um circuito para amplificar a saída de uma ponte de Wheatstone com o menor custo possível O ampop AD620 que é um amplificador de instrumentação com oito pinos externos de baixo custo Figura 428 com um ganho de pelo menos 100 vezes Figura 427 Célula de carga em a viga engastada e b extensômetro de uso geral a b Fonte adaptada de Balbinot Brusamarello a p 123 b p 112 v0 pm 2delta v CMRR fracAv cdot vcmvs Avançando na prática Uso prático de amplificadores de instrumentação Descrição da situaçãoproblema O projeto de uma célula de carga pode ser dividido em duas partes mecânico e elétrico Um sistema mecânico converte força em alongamento mecânico A Figura 426a mostra o esquema de uma célula de carga típica do tipo viga engastada O elemento elástico reage à grandeza mecânica aplicada produzindo um campo de deformações isolado e uniforme o qual é transmitido ao extensômetro O extensômetro é um transdutor capaz de medir deformações de corpos Quando um material é deformado sua resistência elétrica é alterada A Figura 427b mostra um extensômetro de uso geral vs frac500 cdot 510000 Figura 428 Pinagem do AD620 Fonte Analog Devices 2017 p 1 Entre outras características esse componente possui baixo ruído baixo offset nível de tensão CC somado ao sinal e baixo drift flutuações com a temperatura Segundo orientações que você obteve na folha de dados do AD620 ANALOG DEVICES 2017 nesse circuito integrado existe a necessidade de configurar somente um resistor de ganho Rg O ganho do AD620 segundo o datasheet é calculado como G 494 kΩ Rg 1 de modo que para o ganho G 100 é necessário que Rg 499 Ω Assim foi possível propor para amplificar o sinal da ponte de Wheatstone composta por quatro extensômetros SG o circuito visto na Figura 429 Em algumas situações pode ser necessário atenuar um sinal elétrico para tanto é possível usar também o ampop O atenuador é um dispositivo ou circuito eletrônico que reduz a amplitude ou potência de um sinal sem distorcer sensivelmente a sua forma de onda a Com R₁ 1kΩ e R₂ 10Ω U4 Amplifi cadores operacionais ampop 230 Como você já deve ter percebido nesse ponto os amplificadores operacionais possuem uma infinidade de aplicações Na seção anterior tratamos de alguns circuitos lineares básicos como os amplificadores inversores não inversores somadores amplificador diferencial e amplificador de instrumentação Nessa seção apresentaremos alguns aspectos dos chamados controladores eletrônicos analógicos que possuem enorme importância devido à sua aplicabilidade em instrumentação e controle de processos industriais Para fixar os conhecimentos a serem adquiridos nesta seção vamos pensar em uma situação prática muito utilizada em controle de processos industriais que é o uso dos amplificadores operacionais como controlador eletrônico analógico A função básica do controlador é avaliar os erros ou desvios das variáveis controladas em um processo e enviar um sinal elétrico aos dispositivos diretamente relacionadas a elas Um bom exemplo e muito empregado na indústria é o controle de vazão de um fluído por uma válvula de controle seja em um processo químico farmacêutico petroquímico siderúrgico para dizer alguns pois sempre existem situações na qual o controle da vazão de fluido é necessário para a obtenção do produto final Para entendermos em linhas gerais como funciona um sistema de controle de vazão vamos utilizar o diagrama de blocos da Figura 430 Nele um sensor transforma a informação da vazão de líquido na válvula em sinal elétrico M e envia esse sinal para o controlador que compara esse sinal com um setpoint SP previamente estabelecido gerando um sinal erro E e havendo algum desvio no valor da vazão do líquido ele emite um sinal elétrico correspondente para a válvula de controle de tal forma que ela abra ou feche conforme necessário ajustando sua vazão para atingir o setpoint Seção 43 Diálogo aberto Aplicações com ampop U4 Amplifi cadores operacionais ampop 231 Para determinar o sinal de saída o controlador precisa ser ajustado ao tipo de ação de controle a ser aplicada no processo Essas ações de controle são divididas em três e são chamadas de ação proporcional P ação integral I e ação derivativa D Combinadas elas formam o controlador mais utilizado em teoria de controle clássico o PID Seria possível implementar um controlador PID usando amplificadores operacionais Você seria capaz de elencar seus conhecimentos em eletrônica para projetar esse controlador A seguir apresentaremos os conhecimentos teóricos para te ajudar nessa etapa de projeto se empenhe para cumprir essa última etapa de aprendizado Bons estudos Nesta seção apresentaremos mais alguns circuitos com amplificadores operacionais ampops Primeiramente trataremos de alguns aspectos dos chamados controladores eletrônicos analógicos os quais são bastante utilizados em instrumentação e controle de processos industriais Você notará que esses circuitos são levemente mais complexos do que os apresentados anteriormente principalmente devido à presença de capacitores Para começar vamos apresentar uma versão generalizada do amplificador inversor visto na Figura 418 da seção anterior Nesta nova versão vista na Figura 431 os resistores de entrada e alimentação foram substituídos por impedâncias generalizadas ou seja Z1 e Z2 podem representar associações de resistores capacitores e indutores embora raramente são incluídos indutores Figura 430 Diagrama de blocos de um sistema de controle de vazão SP E controlador conversor Válvula processo sensor M Fonte elaborada pelo autor Não pode faltar U4 Amplifi cadores operacionais ampop 232 Figura 431 Amplificador inversor Ve Z1 Z2 Vs Figura 432 Amplificador diferenciador Fonte elaborada pelo autor Fonte elaborada pelo autor Portanto de forma semelhante ao obtido para o amplificador inversor estudado na seção anterior podemos escrever uma relação para o ganho de tensão em malha fechada de forma que A v v Z Z v s e mf 2 1 426 A relação 426 será bastante útil parsa explicar os itens seguintes pois eles serão construídos associando resistores e capacitores O circuito amplificador diferenciador como o visto na Figura 432 apresenta uma saída proporcional à taxa de variação do sinal de entrada Na análise deste circuito como de costume se aplicarmos a LCK no ponto a temos i i i C dv dt v R P e s 1 1 2 0 de modo que Reflita Por que nesse contexto em circuitos eletrônicos com amplificadores operacionais os indutores raramente são utilizados como componente nos circuitos eletrônicos U4 Amplifi cadores operacionais ampop 233 Figura 433 Resposta do circuito diferenciador Vp T2 T2 T 3 T2 2T t T 3 T2 2T t Vs Vsp Fonte adaptada de Pertence Jr 2012 p 63 v RC dv dt s e 427 Assim para um sinal ve na entrada do circuito a saída vs será dada pela derivada da tensão de entrada multiplicada por RC Note ainda que devido ao sinal negativo em 427 o sinal de saída apresenta uma inversão e fase em relação ao sinal de entrada Ao aplicar um sinal triangular simétrico na entrada de um diferenciador a sua saída será um sinal retangular uma vez que a derivada de uma reta crescente é uma constante positiva e a derivada de uma reta decrescente é uma constante negativa De fato podemos considerar o sinal triangular como um conjunto de rampas ascendentes e descendentes cujas derivadas são constantes como podemos ver na Figura 433 Segundo Pertence Jr 2012 a tensão de pico do sinal de saída é dada por V RC V T sp p 4 Pensando no exemplo demostrado na Figura 433 se aplicarmos um sinal retangular na entrada do diferenciador qual será a forma de onda do sinal de saída Exemplificando U4 Amplifi cadores operacionais ampop 234 Se considerarmos um sinal senoidal com frequência angular dada por ω π 2 f aplicado ao circuito amplificador diferenciador de 426 teremos A R j j fC fRC vmf 1 2 2 p p que em modulo nos dá A vmf 2pfRC 428 O circuito amplificador integrador visto na Figura 434 é um dos circuitos com ampops mais importantes Na prática ele é muito mais utilizado que o diferenciador e não apresenta os problemas citados anteriormente Aplicando LCK no ponto a temos i i i v R C dv dt P e s 1 1 2 0 de modo que v RC v dt s e t 1 0 429 Observando 428 é possível constatar que o ganho é diretamente proporcional à frequência do sinal aplicador o que torna o diferenciador muito sensível às variações de frequência de modo que o diferenciador elementar apresente algumas desvantagens como instabilidade de ganho sensibilidade a ruídos e processo de saturação muito rápido Para mitigar esses efeitos um diferenciador prático é apresentado no livro Amplificadores e filtros ativos nas páginas de 64 a 66 Confira PERTENCE Jr Antonio Amplificadores operacionais e filtros ativos 7 ed Porto Alegre Tekne 2012 Pesquise mais Figura 434 Amplificador integrador Ve Vd R i1 ip1 Vs i2 C a b Fonte elaborada pelo autor U4 Amplifi cadores operacionais ampop 235 Agora se considerarmos um sinal senoidal aplicado ao circuito amplificador integrador de 426 teremos A j R j fC fRC vmf 1 2 1 2 p p que em modulo nos dá A fRC vmf 1 2p 430 Note que neste caso o ganho é inversamente proporcional à frequência por isso que o integrador não é tão sensível a ruídos de alta frequência quando o diferenciador Figura 435 Resposta do circuito integrador Ve T2 T2 3 T2 3 T2 2T 2T t t T T Vs Vp Vsp Fonte adaptada de Pertence Jr 2012 p 68 No integrador como você já deve esperar ao aplicarmos um sinal retangular simétrico na entrada a sua saída será um sinal triangular como podemos ver na Figura 435 Segundo Pertence Jr 2012 a tensão de pico do sinal de saída é dada por V V T RC sp p 4 Exemplificando U4 Amplifi cadores operacionais ampop 236 No entanto observando 430 é possível constatar que em baixas frequências o ganho em malha fechada aumenta consideravelmente tendendo ao infinito quando a frequência tende a zero Para estabilizar o ganho em baixas frequências um integrador prático é apresentado no livro Amplificadores e filtros ativos nas páginas de 68 e 69 Confira PERTENCE Jr Antonio Amplificadores operacionais e filtros ativos 7 ed Porto Alegre Tekne 2012 Pesquise mais Agora que conhecemos os circuitos amplificadores inversores diferenciadores e integradores vamos falar dos controladores analógicos com ampops Os controladores analógicos são necessários em controle de processos industriais e têm como função básica avaliar os erros ou desvios das variáveis controladas no processo além de enviar um sinal elétrico aos dispositivos diretamente relacionados às mesmas de forma a atuar no sistema corrigindo os erros encontrados A Figura 436 traz um diagrama simplificado de um sistema de controle de processos O erro E é obtido quando se mede o valor M da variável controlada em relação ao seu valor de setpoint SP como E SP M 431 O valor de E está relacionado com a variável dinâmica do processo como vazão temperatura nível ou pressão O valor de M é fornecido pelo medidor na qual se tem um transdutor dispositivo que converte uma determinada grandeza física em geral não elétrica em outra Assimile Figura 436 Sistema de controle de processos SP E M 420 mA controlador 420 mA conversor elemento final de controle processo medidor Fonte adaptada de Pertence Jr 2012 p 72 U4 Amplifi cadores operacionais ampop 237 O controlador determina o sinal de saída por meio de uma combinação de ações corretivas denominadas ações de controle sendo elas ação proporcional ação integral e ação derivativa Elas podem ser combinadas de forma a se obter ações de controle mais efetivas para um determinado processo No controle proporcional há uma relação linear entre o sinal de erro de entrada E e a saída do controlador C Quando esse erro é nulo o controlador apresenta uma saída fixa em um valor S de forma que C K E S P 432 em que KP é uma constante de proporcionalidade A implementação eletrônica dessa relação pode ser feita com amp ops conforme visto na Figura 437 O potenciômetro R1 irá permitir o ajuste da constante de proporcionalidade KP A equação de saída do circuito da Figura 437 é dada por v R R V V S e 2 1 1 433 em que vs corresponde ao sinal de saída do controlador C ve corresponde ao sinal de erro E v1 corresponde ao sinal de saída para normalmente elétrica adequado ao processo O processo é realimentado negativamente de modo que sua tendência seja minimizar o erro até que o sistema tenha uma estabilidade compatível com seu setpoint O controlador é o principal elemento do sistema pois ele que analisa o sinal de erro e determina o sinal de saída necessário para corrigir a instabilidade do sistema Pertence Jr 2012 Figura 437 Controlador proporciona V1 R2 R2 Vs R R R1 V2 Fonte adaptada de Pertence Jr 2012 p 74 U4 Amplifi cadores operacionais ampop 238 erro nulo S e R R 2 1 corresponde à constante de proporcionalidade KP Na ação integral por sua vez a saída do controlador aumenta a uma taxa proporcional à integral do erro da variável controlada A equação de saída do controlador de ação integral é dada por C t K E t dt S I t 0 0 434 em que KI é o ganho de integração e S 0 é a saída do controlador no instante t 0 A implementação eletrônica dessa relação também pode ser feita com ampops conforme visto na Figura 438 A equação de saída do circuito da Figura 438 é dada por v t RC v t dt v s e t 1 0 0 1 435 em quev t s corresponde ao sinal de saída do controlador C t v t e corresponde ao sinal de erro E t v1 0 corresponde ao sinal de saída S 0 em t 0 e 1 RC corresponde ao ganho de integração KI A resistência Re tem como objetivo estabilizar o ganho do integrador em baixas frequências Por fim na ação derivativa a saída do controlador é diretamente proporcional à taxa de variação do erro A equação de saída do controlador de ação derivativa é dada por C t K dE t dt D 436 em que KD é o ganho derivativo Figura 438 Controlador integral Vet V10 Vst R Rt R1 R1 R1 C Fonte adaptada de Pertence Jr 2012 p 76 Reflita Como foi dito a saída do controlador de ação derivativa é diretamente proporcional à taxa de variação do erro e por isso ela sempre é usada associada com as ações proporcional e integral nunca é utilizada sozinha Por que isso acontece U4 Amplifi cadores operacionais ampop 239 A relação 436 pode ser implementada com ampops como mostra a Figura 439 de forma que a equação de saída desse circuito é dada por v t R C dv t dt s e 2 437 em que v t s corresponde ao sinal de saída do controlador C t v t e corresponde ao sinal de erro E t e R C 2 corresponde ao ganho derivativo KD Para encerrar nosso conteúdo de amplificadores operacionais apresentaremos uma aplicação não linear Em algumas situações práticas é necessário comparar dois sinais entre si de forma que um desses sinais seja uma referência preestabelecida pelo projetista Chamamos esses circuitos de comparadores Os comparadores produzem saídas sob a forma de pulsos em função do nível do sinal aplicado A saída de um comparador está sempre em um valor alto denominado saturação positiva VSAT ou em um valor baixo denominador saturação negativa VSAT Basicamente podemos classificar os comparadores em não inversor e inversor No primeiro caso como pode ser visto na Figura 440a o sinal de referência é aplicado na entrada inversora do ampop e o sinal a ser comparado é aplicado na entrada não inversora No segundo caso visto na Figura 440b a ligação das entradas é feita exatamente de maneira contrária Vet Vst R1 R2 R R C Figura 439 Controlador derivativo Figura 440 Comparador a não inversor b inversor Ve Ve Vs Vs Fonte adaptada de Pertence Jr 2012 p 77 Fonte elaborada pelo autor a b U4 Amplifi cadores operacionais ampop 240 A saída desses circuitos apresenta comutação de estado quando o sinal passa por zero o alto ganho do ampop em malha aberta amplifica a diferença de tensão existente entre as duas entradas e leva a saída para VSAT ou VSAT de acordo com a seguinte expressão matemática v V se v V se v s SAT e SAT e 0 0 438 para o comparador não inversor No caso do comparador inversor a relação com o sinal de entrada se inverte como podemos ver a seguir v V se v V se v s SAT e SAT e 0 0 439 O resultado disso pode ser visto em um exemplo genérico na Figura 441 que mostra as formas de onda de entrada e saída de ambos os comparadores Na prática amplificadores operacionais reais devido aos seus canais de entrada possuem ganhos levemente diferentes Quando dois sinais da mesma amplitude frequência e fase são aplicados às entradas inversora e não inversora o amplificador ainda apresentará um pequeno sinal na saída Figura 441 Funcionamento dos comparadores a não inversor e b inversor Ve Ve t t t t Ve Ve VSAT VSAT VSAT VSAT a b Fonte elaborada pelo autor Além do circuito comparador existe uma infinidade de aplicações não lineares com ampops Para o próprio comparador em si existem ainda outras configurações para aplicações mais sofisticadas Como já Pesquise mais U4 Amplifi cadores operacionais ampop 241 Encerramos aqui nossos estudos no que foi pensado como uma introdução à eletrônica analógica Esperamos que você tenha aproveitado bem o conteúdo apresentado e que ele sirva de porta de entrada para esse grande universo de possibilidades que é a eletrônica analógica Relembrando nossa situação prática precisamos projetar um controlador PID utilizando os amplificadores operacionais O diagrama de blocos da Figura 442 exemplifica como o PID atua em um sistema de controle de vazão Como podemos ver o setpoint é subtraído do sinal que vem do sensor gerando o sinal de erro que serve de entrada para o controlador PID Note que ele alimenta três blocos referentes a cada uma das ações de controle e que a saída de cada um deles é somada formando o sinal de controle Na Figura 436 temos o projeto do controlador PID analógico implementado com amplificadores operacionais Figura 442 Diagrama de blocos de um controlede vazão SP E P Processo Sensor de vazão Vazão do fluido I D M Fonte elaborada pelo autor dissemos aqui em outro momento este livro é apenas um pequeno guia para os seus estudos busque sempre por mais conhecimento Para saber mais sobre aplicações não lineares com ampops leia o capítulo 5 do livro Amplificadores operacionais e filtros ativos PERTENCE Jr Antonio Amplificadores operacionais e filtros ativos 7 ed Porto Alegre Tekne 2012 Sem medo de errar U4 Amplifi cadores operacionais ampop 242 Figura 443 Controlador PID analógico V1 V1 0 Vet R2 R4 R1 R1 R2 Rp Rp R1 R5 RD R3 R3 R3 RS1 Rr Re Vs a b RS2 Vd ir iP1 RS3 C1 C2 Fonte elaborada pelo autor Neste ponto você já é capaz de utilizar o amplificador operacional em diversos circuitos diferentes e já tem conhecimento e autonomia para projetar e combinar esses circuitos ou alterálos conforme as necessidades de projeto Comparador de tensões Descrição da situaçãoproblema Um comparador de tensão pode ser usado em uma infinidade de soluções práticas em eletrônica em sistemas de controle circuitos com alarmes sensores e muitos outros tipos Mesmo na indústria saber usar um comparador de tensão pode ser de grande utilidade para se alcançar soluções simples para problemas que eventualmente podem até ser complexos Imagine que temos um sistema de controle de nível que deve indicar visualmente quando o nível de líquido de um tanque extrapola uma certa altura crítica Você precisa projetar um circuito que deve ter como saída dois LEDs um verde que se mantem aceso durante Avançando na prática U4 Amplifi cadores operacionais ampop 243 Figura 444 Circuito comparador de tensões V1 D1 D2 Verde Vermelho 100 kV 100 kV V2 Fonte elaborada pelo autor todo o tempo que o nível de líquido estiver abaixo da altura crítica e um vermelho que se acende quando o líquido extrapola esse nível Esse circuito tem como entrada dois sinais de tensão com polaridades opostas uma servirá como referência e a outra acusará que o nível crítico foi extrapolado caso sua amplitude seja maior que a tensão de referência É possível projetar esse circuito utilizando um amplificador operacional como comparador Resolução da situaçãoproblema Podemos projetar um circuito que compara duas tensões de polaridades diferentes e indica qual é maior O circuito terá então duas entradas e como saída dois LEDs um vermelho que indica que o sinal positivo é maior e um verde que indica que o sinal negativo é maior como visto na Figura 444 Se a amplitude de v1 for maior que a amplitude de v 2 a entrada não inversora será positiva a saída do comparador será positiva e o LED verde acenderá Por outro lado se a amplitude de v1 for menor que a de v 2 a entrada não inversora será negativa a saída do comparador será negativa e o LED vermelho acenderá Se um ampop 741c for usado os LEDs na saída não precisarão de resistores limitadores de corrente porque a corrente de saída máxima será de aproximadamente 25 mA D1 e D2 são diodos limitadores de entrada U4 Amplifi cadores operacionais ampop 244 1 Seja o amplificador inversor generalizado da Figura 445 considere Z1 50 kΩ e Z2 10 F μ Na entrada foi aplicado um degrau de tensão como o visto na Figura 446 Supondo que o capacitor inicialmente descarregado obtenha a expressão para a saída calcule a tensão de saída para t 2 s e assinale a alternativa correta a v t t vs vs t t v t v t 4 vs 2 8 2 8 2 2 8 8 V b v t t vs vs t t v t v t 4 vs 2 8 2 8 2 2 8 8 V c v t t vs vs t t v t v t 0 2 0 2 5 vs 2 0 2 0 5 2 2 0 0 V d v vs t vs t t v t v t 4 vs 2 4 2 4 2 2 4 4 V e v t t vs vs t t v t v t 0 2 0 2 5 vs 2 0 2 0 5 2 2 0 0 V Faça valer a pena Figura 445 Amplificador inversor generalizado Ve Z1 Z2 Vs Figura 446 Tensão de entrada Ve 2 V 5 s t Fonte elaborada pelo autor Fonte elaborada pelo autor Considere o circuito amplificador diferenciador da Figura 447 com R 1kΩ e C 10µF Sabemos que ele apresenta uma saída proporcional à taxa de variação do sinal de entrada U4 Amplificadores operacionais ampop 246 Considerando esse contexto avalie as seguintes asserções e a relação proposta entre elas I Na prática isso não ocorre e a tensão de saída dificilmente será nula PORQUE II Em amplificadores operacionais reais os seus canais de entrada possuem ganhos levemente diferentes A respeito das asserções anteriores assinale a opção correta a As asserções I e II são proposições verdadeiras e a II é justificativa da I b As asserções I e II são proposições verdadeiras mas a II não é uma justificativa da I c A asserção I é uma proposição verdadeira e a II é uma proposição falsa d A asserção I é uma proposição falsa e a II é uma proposição verdadeira e As asserções I e II são proposições falsas AGUIRRE Luis Antônio Fundamentos de instrumentação São Paulo Pearson Education do Brasil 2013 331 p ANALOG DEVICES AD620 Datasheet Norwood MA USA Analog Devices 2017 Disponível em httpwwwanalogcommediaentechnicaldocumentationdata sheetsAD620pdf Acesso em 17 set 2018 BALBINOT Alexandre BRUSAMARELLO Valner João Instrumentação e Fundamentos de Medidas v2 2ed Rio de Janeiro LTC 2011 BOYLESTAD Robert L NASHELSKY Louis Dispositivos eletrônicos e teoria de circuitos 11ed São Paulo Pearson Education do Brasil 2013 BURR BROWN INA128 INA129 Datasheet Tucson AZ USA BurrBrown Corporation 1996 Disponível em httpinstrumentationobscarnegiescienceedu ccdpartsINA128pdf Acesso em 17 set 2018 FAIRCHILD Semiconductor Corparation LM741 Single operational amplifier datasheet California FAIRCHILD Semiconductor international 2007 Disponível em https wwwjamecocomJamecoProductsProdDS24540pdf Acesso em 17 set 2018 MALVINO Albert BATES David J Eletrônica v2 8ed Porto Alegre AMGH 2016 PERTENCE Jr Antonio Amplificadores operacionais e filtros ativos 7ed Porto Alegre Tekne 2012 SCHULER Charles Eletrônica II 7ed Porto Alegre AMGH 2013b TEXAS Instruments INA12x Precision LowPower Instrumentation Amplifiers datasheet Texas Texas Instruments Incorporated 2018 Disponível em http wwwticomlitdssymlinkina128pdf Acesso em 17 set 2018 Referências ISBN 9788552211181