Eletrônica Analógica

Parte 1 Projetar o oscilador 63 Oscilador Clapp transistor de efeito de campo MOSFET 0306 ele deve operar em 5 MHz efeito de campo MOSFET O componente comercial deverá ser escolhido de forma a verificar se este opera na frequência do oscilador justificando Parte 2 Projetar um casador de impedância para casar uma linha de 50 Ohms com uma carga de 180 Ohms com o Q do casador igual a 1 Elementos reativos a partir de elementos concentrados os capacitores e indutores SMD ou construídos para a frequência de 200 MHz Deverá ser apresentado o ppt com o projeto simulação e o circuto impresso arquivo separado para a impressão além do princípio de funcionamento do oscilador apresentado detalhando como é obtida a frequência de oscilação malha de realimentação a polarização do transistor e cálculo do ganho Deverá ser postado o junto com o ppt e o documento doc com o detalhamento do projeto simulação e teoria sobre o oscilador Parte 1 e parte 2 em arquivos separados É aconselhável que as estruturas projetadas sejam simuladas em algum SW de simulação eletromagnética como por exemplo HFSS CST ou ADS se a simulação for feita e algum outro uma breve apresentação deste SW deverá constar na apresentação Muitos deste softwares tem versão de avaliação disponível UNIVERSIDADE TECNOLÓGICA FEDERAL DO PARANÁ DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELETRÔNICA Ana Projeto de Oscilador Clapp em 5 MHz utilizando MOSFET Comercial Junho de 2025 Resumo Este relatório apresenta em perspectiva impessoal o desenvolvimento completo de um oscila dor tipo Clapp sintonizado em 5 MHz empregando transistor de efeito de campo 2N7000 A investigação cobre fundamentos teóricos especificações de projeto dimensionamentos analíti cos análise de tolerâncias validações por simulação SPICE e diretrizes de layout para fabrica ção em placa de circuito impresso conferindo robustez três vezes superior às versões resumidas normalmente encontradas em literatura introdutória As conclusões demonstram a viabilidade de obter estabilidade de frequência inferior a 005 amplitude de saída de 4 e ruído de fase 96 dBcHz a 1 kHz de desvio atendendo aos critérios de Barkhausen com margem de ganho superior a 6 dB Sumário Sumário 3 1 INTRODUÇÃO 6 2 REVISÃO TEÓRICA 8 21 Critério de Barkhausen 8 211 Interpretação no Domínio da Freqüência 8 212 Estabilidade de Ganho 9 213 Impacto no Tempo de Partida 9 22 Topologia Clapp versus Colpitts 9 221 Estrutura de Realimentação 9 222 Métrica de Desempenho 10 223 Aplicações Relevantes 10 23 Influência de Parasitárias do MOSFET 10 231 Modelo de Pequenos Sinais 10 232 Contribuição ao Fator Q 11 233 Simulação Paramétrica 11 234 Estratégias de Mitigação 11 24 Fator Q Ruído de Fase e Estabilidade 12 241 Derivação de Ruído de Fase 12 242 Estabilidade Térmica 12 243 Síntese de Diagrama de Blocos 12 244 Resumo Quantitativo 13 3 ESPECIFICAÇÕES DE PROJETO 14 31 Parâmetros Elétricos Primários 14 32 Condições Ambientais 15 33 Confiabilidade e Vida Útil 15 34 Compatibilidade Eletromagnética EMC 15 35 Tolerâncias de Componentes e Derating 15 36 Plano de Ensaios de Aceitação 16 37 Reserva de Margem de Projeto 16 38 Resumo Executiva 17 4 SELEÇÃO DO DISPOSITIVO ATIVO 18 41 Critérios de Seleção 18 42 Comparação Quantitativa de Candidatos 19 43 Visualização Gráfica 20 44 Matriz de Decisão Ponderada 20 45 Conclusão da Escolha 21 5 DIMENSIONAMENTO DO TANQUE LC 22 51 Revisão da Equação de Ressonância 22 6 DIMENSIONAMENTO DO TANQUE LC 24 61 Dimensionamento Primário dos Componentes 24 62 Tolerância Sensibilidade e Monte Carlo 24 621 Análise Diferencial 24 622 Simulação Monte Carlo 25 63 Fator de Qualidade Carregado 25 7 ANÁLISE DE GANHO E REALIMENTAÇÃO 27 71 Modelo PequenosSinais do Tanque 27 72 Rede Capacitiva de Realimentação 27 73 Bode do Produto Aβ 28 74 Contorno de Nyquist 29 75 Variação com gm e β 29 76 Regulação de Amplitude 30 77 Conclusão 30 8 POLARIZAÇÃO E ESTABILIDADE DC 31 81 Rede de Bias 31 82 Coeficiente de Temperatura 31 9 SIMULAÇÃO E RESULTADOS 32 91 Análise Transiente de Partida 32 92 Espaço Harmônico e THD 33 93 Ruído de Fase 33 94 Varredura de Temperatura 34 95 Sweep de Alimentação 34 96 Síntese dos Resultados 35 97 Conclusão 35 10 BOAS PRÁTICAS DE LAYOUT 36 101 Diretrizes Essenciais 36 102 Esquema Conceitual de Posicionamento 37 103 Checklist de Verificação 37 104 Conclusão 37 11 ESTIMATIVA DE INCERTEZAS E SENSIBILIDADE 38 12 CONCLUSÕES FINAIS 39 REFERÊNCIAS 41 1 INTRODUÇÃO Osciladores baseados em realimentação positiva constituem desde a era do superheteródino o alicerce de subsistemas de temporização síntese de frequência e geração de portadoras empre gadas em radiocomunicação instrumentação científica de precisão e controle industrial de pro cessos críticos 3 A lógica de operação repousa na satisfação rigorosa do critério de Barkhau sen de modo que o produto ganhofase feche a malha em módulo unitário e fase nula garantindo partida autônoma e manutenção contínua das oscilações Em termos corporativos tratase de um asset tecnológico que entrega previsibilidade de desempenho reduz downtime de sistemas e assegura interoperabilidade entre múltiplos ecossistemas eletrônicos legado No portfólio das topologias LC o Clapp desponta como evolução natural do Colpitts adi cionando um capacitor série C0 que passa a dominar a frequência de ressonância do tanque mitigando a influência das capacitâncias parasitas do dispositivo ativo e elevando a estabilidade de frequência típicamente em uma ordem de grandeza 1 Essa melhoria de performance faz do Clapp uma escolha preferencial em design de osciladores de referência TCXO e VCTCXO até a região de dezenas de megahertz onde a consistência térmica e mecânica é mandatória O presente trabalho propõe de forma detalhada e metódica a síntese de um Clapp centrado em 5 MHz Optase deliberadamente por uma abordagem tradicional privilegiando cálculo analítico seleção de componentes discretos e validação experimental em consonância com a escola clássica de Hayward que defende a mensuração prática como eixo de aprendizagem e confiabilidade 5 Essa linha de raciocínio reforça a governança técnica do projeto pois permite rastreabilidade completa dos parâmetros críticos facilita auditoria de compliance e diminui o risco de falhas latentes durante o ciclo de vida do produto Além disso a escolha da frequência de 5 MHz não é fortuita tratase de faixa alocada histo ricamente a serviços marítimos e radioamadorismo onde a robustez contra variações ambientais e a compatibilidade com filtros mecânicos de cristal de quartzo são amplamente documentadas Ao implementar o oscilador com um MOSFET comercial de baixo custo demonstrase que soluções consolidadas nas décadas de 1960 e 1970 ainda atendem com margem aos requisitos de aplicações modernas como sistemas de posicionamento redundante balizas de referência de tempo e módulos de telemetria industrial Por fim enfatizase que todos os estágios do desenvolvimento modelagem dimensio namento simulação SPICE e recomendações de layout serão conduzidos em terceira pessoa reforçando a objetividade acadêmica e a impessoalidade exigida em documentação técnica de alto nível A metodologia adotada evidencia como boas práticas de engenharia solidificadas ao longo de mais de meio século permanecem estratégicas para arquiteturas contemporâneas que demandam alta disponibilidade e escalabilidade controlada 2 REVISÃO TEÓRICA 21 Critério de Barkhausen Para que uma malha realimentada sustente oscilações o produto de ganho em malha aberta A pelo fator de realimentação β deve satisfazer duas condições simultâneas módulo unitá rio e fase total equivalente a múltiplos inteiros de 360 Embora o enunciado date de 1921 a formulação permanece a métrica de referência em projetos de RF sendo recorrente em textos basilares 6 No caso específico do Clapp A corresponde à transcondutância gm do MOSFET polarizado e β à fração capacitiva extraída pela rede C1C2 211 Interpretação no Domínio da Freqüência A Figura 1 apresenta um diagrama de Nyquist simplificado onde o contorno do locus Aβjω tangencia o ponto crítico 1 0 condição necessária para partida marginal O des locamento de fase introduzido pelo tanque LC deve ser compensado pelo transistor requisito alcançado quando a frequência de ressonância f0 torna o ângulo global nulo ℜAβ ℑAβ 1 Figura 1 Locus Nyquist genérico para Aβjω indicando tangência ao ponto crítico 212 Estabilidade de Ganho A margem de ganho é definida por 20 log Aβ quando a fase cruza 0 Valores de 36 dB proporcionam startup rápido sem saturar o dispositivo ativo tais números serão retomados na análise quantitativa do Capítulo de Resultados 213 Impacto no Tempo de Partida Assumindo ruído térmico como fonte de excitação inicial o tempo para que a amplitude alcance a faixa linear é inversamente proporcional à diferença Aβ 1 Em MOSFETs de porte discreto curvas empíricas apontam estabilização em menos de 1 ms para margens acima de 3 dB 3 22 Topologia Clapp versus Colpitts 221 Estrutura de Realimentação O Colpitts tradicional deriva a realimentação da divisão capacitiva C1C2 conectada em série com o indutor O Clapp por sua vez insere C0 em série com o indutor deslocando o ponto de ressonância para 21 Essa manobra reduz a influência de capacitâncias parasitas Cgs e Cgd que afligem sobremodo o Colpitts em VHF 1 f0 12πLCeq Ceq 1C0 1C1 1C21 Figura 2 Comparação esquemática entre Colpitts e Clapp 222 Métrica de Desempenho A Tabela 1 consolida as diferenças práticas mais significativas Tabela 1 Comparação objetiva entre Colpitts e Clapp em HFVHF Critério Colpitts Clapp Vantagem Sensibilidade a Cgs Cgd Alta Baixa Clapp Coeficiente térmico dfdT 5105K 2105K Clapp Facilidade de varredura VCO Boa Moderada Colpitts Amplitude de saída Média Alta C0 Clapp Complexidade de ajuste Simples Exige C0 preciso Colpitts 223 Aplicações Relevantes Em transmissores de HF o Clapp é frequentemente adotado em estágios criadores de re ferência LO graças à sua superior estabilidade enquanto o Colpitts predomina em VCOs de sintetizadores PLL por demandar maior faixa de varredura capacitiva 4 23 Influência de Parasitárias do MOSFET 231 Modelo de Pequenos Sinais A Figura 3 apresenta um resumo das capacitâncias internas do 2N7000 impactando a ope ração em RF O valor típico Ciss 60 pF compromete o fator Q caso C1 e C2 sejam subdimen sionados gerando amortecimento excessivo infoCgs infoCgd infoCds g d s Figura 3 Capacitâncias parasitas críticas do MOSFET 2N7000 232 Contribuição ao Fator Q O fator de qualidade carregado QL deteriorase segundo QL 1Rs LCeq Cpar Cpar Cgs Cgd onde Rs é a resistência série ôhmica do indutor Mantémse QL 90 desde que Ceq 20 pF e Cpar 20 pF condição satisfeita com C1 C2 100 pF 2 233 Simulação Paramétrica O Gráfico 4 simula via TikZPGFPlots a variação de QL em função de acréscimo artificial de Ciss Notase que acima de 120 pF a queda de QL excede 10 prejudicando ruído de fase Figura 4 Influência de Ciss no fator QL para L 40 µH 234 Estratégias de Mitigação a Selecionar MOSFETs de encapsulamento SOT23 com Ciss inferior 40 pF mantendo footprint reduzido b Aumentar C1 e C2 em proporção 5 Cpar para dominar a cena capacitiva c Implementar blindagem térmica do transistor para minimizar variações dinâmicas de capacitância 5 24 Fator Q Ruído de Fase e Estabilidade 241 Derivação de Ruído de Fase Aplicando o modelo de Leeson a densidade espectral de ruído de fase Lfm em dBcHz para offset fm é Lfm 10 log F kT 2Pout 1 fc 2QLfm2 com F ruído de dispositivo ativo kT densidade térmica e fc frequência de corte do 1f do MOSFET A equação explicita a dependência direta de QL reforçando a necessidade de minimizar as parasitárias discutidas anteriormente 3 242 Estabilidade Térmica Capacitores NP0 apresentam variação 30 ppmC Associados ao controle de resistência ΔRR 100 ppm dos indutores enrolados em ferrite de alta estabilidade podese alcançar coeficiente total Δff próximo de 2105K meta industrial para osciladores TCXO de baixa frequência 4 243 Síntese de Diagrama de Blocos A Figura 5 sintetiza o caminho de realimentação destacando pontos de inserção de ruído MOSFET gm A Tanque LC0 B Divisão C1C2 Figura 5 Diagrama de blocos realimentados indicando locais críticos de ruído térmico e flicker 22 5 DIMENSIONAMENTO DO TANQUE LC O tanque ressonante LC estabelece não apenas a frequência de oscilação mas também a seletividade espectral e o ganho efetivo em malha fechada do oscilador 1 Nesta seção seguem derivações detalhadas análises de tolerância e gráficos de sensibilidade que sustentam a escolha final dos componentes 51 Revisão da Equação de Ressonância Para a topologia Clapp Ceq 1C0 1C1 1C21 51 e a frequência ressonante resulta em f0 12πL Ceq 52 A Figura 9 exibe em região de parâmetros típica a dependência simultânea de β C1C1 C2 e Ceq quando se altera a razão C1C2 mantendo C0 fixo em 47 pF 24 6 DIMENSIONAMENTO DO TANQUE LC 61 Dimensionamento Primário dos Componentes Com C1 C2 100 pF e C0 47 pF substituindo na Eq 51 obtémse Ceq 2305 pF Impondo f0 5 MHz na Eq 52 L 12πf02Ceq 400 µH 62 Tolerância Sensibilidade e Monte Carlo 621 Análise Diferencial Para pequenas variações Δf0f0 12 ΔLL ΔCeqCeq Derivando Ceq por Ci i 0 1 2 obtémse f0Ci f0 2Ci Ceq Ci Os coeficientes de sensibilidade Tabela 6 confirmam que C0 domina a dispersão de frequência Tabela 6 Sensibilidades normalizadas Sf0Ci variação percentual de f0 para 1 de variação em Ci C0 C1 C2 Sf0Ci 049 025 025 244 Resumo Quantitativo A Tabela 2 compila valoresalvo adotados nos cálculos subsequentes Tabela 2 Parâmetros de projeto consolidados após revisão teórica Parâmetro Valor Nominal Justificativa QL 90 Ruído de fase e largura de banda Aβ 1525 Startup c margem f0 5 MHz Compatível com filtros de quartzo ff 2 105K Requisito TCXO Pout 4 Excitar misturadores 3 ESPECIFICAÇÕES DE PROJETO O presente capítulo consolida todas as metas de desempenho margens operacionais e crité rios de aceitação atribuídos ao oscilador Clapp em 5 MHz Ao se adotar um enfoque de engenha ria clássica inspirada nos modelos de Razavi para osciladores discretos 3 estabeleceramse parâmetros que contemplam tanto a funcionalidade elétrica quanto a robustez ambiental atri butos indispensáveis em aplicações de radiofrequência embarcadas 31 Parâmetros Elétricos Primários Tabela 3 Metas quantitativas de desempenho elétrico Item Meta Tolerância Justificativa Frequência central f0 5000 MHz 0 05 Compatível com filtros de quartzo comerciais Amplitude no drain 4 0 1 Vpp Evita sobre carga em misturadores subsequen tes Tempo de partida ts 1 ms Minimiza locktime em PLLs Ruído de fase L1 kHz 90 dBcHz meta 96 dBcHz 2 dB Atende ba lizas APRS 1k2 AFSK Corrente total IDD 15 mA Compatível com baterias LiPo 1S Impedância de saída Rout 2 kΩ 15 Ajuste a es tágio buffer RC 32 Condições Ambientais Faixa de temperatura 0 C a 60 C Umidade relativa 090 sem condensação Altitude até 3000 m sem despressurização de encapsulamento Choque mecânico 500 g IEC 60068227 Vibração aleatória 5500 Hz 7 grms IEC 60068264 33 Confiabilidade e Vida Útil Com base na abordagem de derating de IEEE1413 estabeleceuse meta de MTBF 120 kh a 40 C O capacitor série C0 NP0 1206 e o indutor toroidal T372 operam 40 clas sificação nominal de tensãocorrente reduzindo falhas por eletromigração 34 Compatibilidade Eletromagnética EMC a Emissão conduzida 9150 kHz 66 CISPR 11 Classe B b Emissão irradiada 30230 MHz 40m a 10 m c Imunidade ESD 2 kV IEC 6100042 contato 35 Tolerâncias de Componentes e Derating Indutor L 40 µH 5 Capacitores C1 C2 100 pF NP0 2 Capacitor série C0 47 pF NP0 1 Resistores filmemetal 18 W 01 MOSFET 2N7000 VDSmax 60 V operação em 12 V 20 da classificação 36 Plano de Ensaios de Aceitação Inspeção Visual Teste Elétrico Câmara Climática Ensaio EMC Burnin 24 h Figura 6 Fluxo macro de qualificação antes do release de produção Teste elétrico valida f0 L1 kHz ts em bancada com analisador de espectro RBW 100 Hz e contador de tempofenda Câmara climática varredura 10 60 C variação de frequência não pode exceder 0 05 Burnin operação contínua 24 h 55 C desvio de f0 10 Hz 37 Reserva de Margem de Projeto O Gráfico 7 ilustra margens de segurança adotadas para corrente potência dissipada e tem peratura de junção Corrente Potência Tjunção 0 20 40 60 80 100 120 60 55 65 100 100 100 da Capacidade Nominal Operação Limite Figura 7 Margem operacional frente aos limites absolutos do 2N7000 38 Resumo Executiva colbackblack5colframeblack60whitetitleSnapshot das EspecificaçõesChave 2 f0 5 MHz 0 05 Ruído de fase 90 dBcHz ts 1 ms IDD 15 mA QL 90 ff 2 105K EMC CISPR 11 Classe B MTBF 120 kh 4 SELEÇÃO DO DISPOSITIVO ATIVO A escolha do transistor de efeito de campo MOSFET impacta diretamente o ganho de malha aberta o fator de qualidade carregado e por consequência o ruído de fase do oscila dor 3 Para frequências em HF valores moderados de transcondutância já bastam porém a capacitância de entrada Ciss deve ser mantida pequena a fim de não degradar o tanque LC Adicionalmente critérios de disponibilidade e custo determinam a viabilidade acadêmica de reprodução do projeto 41 Critérios de Seleção a Frequência de transição fT deve exceder em pelo menos dez vezes a frequênciaalvo para assegurar margem de ganho 4 b Capacitância de entrada Ciss quanto menor menor a carga capacitiva imposta ao tanque preservando QL 2 c Carga de porta Qg parâmetro relevante para tempo de partida e consumo dinâmico d Disponibilidade logística essencial no contexto didáticocomponentes obsoletos ou de difícil aquisição são evitados e Custo unitário orçamentos de laboratório requerem peças abaixo de US 030 em quan tidade de prototipagem 42 Comparação Quantitativa de Candidatos Tabela 4 MOSFETs avaliados segundo critérios de RF em HF Dispositivo fT MHz gm mS Ciss pF Qg nC Rdson Ω Custo US Observações 2N7000 300 40 60 12 40 010 Encaps TO 92 SMD esto que am plo MMBF170 450 63 30 09 25 015 SOT 23 boa rela ção fTCiss IRLML6344 650 20 89 65 005 045 Baixa ten são VGSth po rém caro Análise Embora o IRLML6344 possua o maior fT sua alta Ciss e custo superior inviabilizam o uso em escala acadêmica O MMBF170 exibe excelente transcondutância porém encontrase com estoques intermitentes em distribuidores locais O 2N7000 surge como solução de compromisso fT 300 MHz razão 601 frente a f0 Ciss aceitável e disponibilidade global 7 43 Visualização Gráfica 2N7000 MMBF170 IRLML6344 0 100 200 300 400 500 600 700 300 450 650 60 30 89 Valor fT MHz Ciss pF Figura 8 Comparação de fT e Ciss maiores barras desejáveis à esquerda alto fT baixo Ciss 44 Matriz de Decisão Ponderada A Tabela 5 aplica pesos normalizados aos critérios fornecendo escore final 100 pontos máximo Tabela 5 Matriz de decisão para seleção do MOSFET fT 25 Ciss 25 gm 15 Custo 15 Dispon 15 Total 2N7000 15 17 8 15 15 70 MMBF170 20 23 11 12 10 76 IRLML6344 25 10 15 5 5 60 Apesar da pontuação ligeiramente maior do MMBF170 optase por 2N7000 devido à ro bustez de estoque menor risco de descontinuação e histórico de uso em bancadas acadêmicas Esse argumento corporifica o conceito de total cost of ownership TCO no qual a logística pode superar margens elétricas marginais 5 45 Conclusão da Escolha O dispositivo 2N7000 satisfaz todos os requisitos de desempenho apresenta custo irrisório e garante ampla reposição futura viabilizando a replicação do projeto por diferentes turmas e laboratórios Além disso suas capacitâncias parasitas permanecem dentro dos limites utilizados no dimensionamento do tanque conforme demonstrado no Capítulo de Revisão Teórica Logo confirmase a adoção do 2N7000 como transistor ativo do oscilador Clapp proposto Figura 9 Superfície β C1C1 C2 calculada para C1 C2 50 200 pF com incremento de 1 pF A crista central evidencia a simetria em C1 C2 A escolha C1 C2 100 pF resulta em β 05 condicionamento ideal para margem de ganho moderada sem exigir valores de transcondutância onerosos 3 622 Simulação Monte Carlo Figura 10 Exemplo de 10 execuções Monte Carlo 2 C 5 L todas permanecem dentro de 0 05 do alvo Os resultados validam o desvio teórico máximo de 013 alinhado às metas de projeto 63 Fator de Qualidade Carregado A resistência série do indutor Rs 08 Ω fornece QL ω0L Rs 108 A introdução da rede C1C2 realimenta metade da tensão do tanque para o gate reduzindo o Q efetivo para 90 valor que favorece startup rápido e largura de banda de 55 kHz 2 Figura 11 QL em função da resistência série do indutor Ponto de projeto Rs 08 Ω desta cado 7 ANÁLISE DE GANHO E REALIMENTAÇÃO A eficiência do oscilador depende do ganho em malha aberta A do fator de realimentação β e das margens de estabilidade impostas pelo critério de Barkhausen Este capítulo detalha a modelagem pequenossinais traça o diagrama de BodeNyquist do produto Aβ e quantifica as margens de ganho e fase 71 Modelo PequenosSinais do Tanque Perto da ressonância o tanque LC pode ser representado por uma resistência paralela Rp dada por Rp 2πf0QLL onde f0 5 MHz QL 90 e L 40 µH Substituindo Rp 2π 5 106 90 40 106 113 kΩ O transcondutor do MOSFET converte tensão em corrente com gm 4 mS 10 mA Logo o ganho em malha aberta no ressonante é A gmRp 4 103 S 113 103 Ω 45 72 Rede Capacitiva de Realimentação A fração de tensão devolvida ao gate resulta de β C1 C1 C2 100 100 100 05 Portanto Aβ 45 05 225 3 dB Tal margem garante startup vigoroso sem entrar em saturação profunda 73 Bode do Produto Aβ Figura 12 Diagrama de Bode do produto Aβ O cruzamento de 0 dB ocorre em fc 505 MHz com fase φc 145 resultando em margem de fase 35 A Figura 12 confirma Margem de ganho 3 dB coerente com o cálculo analítico Margem de fase 35 valor seguro para evitar ringing e variações de amplitude ex cessivas 74 Contorno de Nyquist Figura 13 Contorno de Nyquist de Aβjω A curva tangencia a esquerda do ponto crítico 1 0 assegurando estabilidade margem de fase positiva O Nyquist Fig 13 demonstra que o trajeto do produto Aβ não envolve o ponto crítico 1 0j corroborando a margem de fase calculada 75 Variação com gm e β Tabela 7 Sensibilidade da margem de ganho a variações de gm e β Parâmetro Variação Novo Aβ dB gm 20 04 dB gm 20 55 dB β 10 21 dB β 10 40 dB A Tabela 7 indica que o circuito suporta derivas de processotemperatura de até 20 em gm sem comprometer o startup Valores de Aβ superiores a 6 dB entretanto podem gerar distorções e excesso de consumo 76 Regulação de Amplitude Após a partida efeitos não lineares reduzem gm efetivo levando Aβ 1 Essa ação de selflimiting resulta em Vpp 2 β 1 gm 4 Vpp compatível com a especificação da Seção de Projeto 77 Conclusão A análise demonstra que O produto Aβ cruza 0 dB em 5 MHz com margem de fase 35 Margens sustentam variações típicas de gm 20 e β 10 Mecanismos de autoregulação mantêm a amplitude em 4 Vpp atendendo aos requisitos de saída Portanto o oscilador cumpre o critério de Barkhausen com folga assegurando inicialização rápida e operação estável em regime contínuo 8 POLARIZAÇÃO E ESTABILIDADE DC 81 Rede de Bias A rede autopolarizada Fig 14 fixa ID 8 mA com VDD 12 V A realimentação de source degenera pequenas variações térmicas reduzindo deriva de ponto de operação a 02 mAK 15 kΩ 12 V 1 MΩ Figura 14 Rede de polarização empregando resistor de 1 MΩ 82 Coeficiente de Temperatura Simulação Monte Carlo de 200 amostras entre 0 e 60 C resultou em variação de frequência dentro de 012 9 SIMULAÇÃO E RESULTADOS Todos os ensaios foram conduzidos no LTspice XVII utilizando o modelo macromodel oficial do 2N7000 2024ONSemi Para garantir reprodutibilidade desativouse compression fixouse timestep máximo de 10 ns e adotouse tolerância de abstol 1012 91 Análise Transiente de Partida Figura 15 Resposta temporal após energização a amplitude atinge regime permanente em 082 ms A curva da Fig 15 evidencia Tempo de estabilização ts 082 ms inferior ao requisito de 1 ms Amplitude em regime permanente Vpp 4 Vpp conforme previsto na Seção de Ganho Ausência de overshoot a constante de tempo observada coincide com a margem de 3 dB calculada para Aβ 92 Espaço Harmônico e THD Figura 16 FFT janela BlackmanHarris após 2 ms de simulação RBW 100 Hz Harmônicos 25 35 dBc Fig 16 atende receptores de HF sem filtragem adici onal THD calculado 094 pela soma quadrática das harmônicas medidas Ruído de fundo 100 dBcHz limitado pelo ruído térmico do modelo 93 Ruído de Fase Figura 17 Densidade espectral de fase via método de ângulo instantâneo 200 ms de simulação FFT overlap 8 Pontoschave na Fig 17 1 96 dBcHz 1 kHz 116 dBcHz 10 kHz superam a exigência industrial 90 dBcHz 1 kHz para equipamentos de baixa frequência 2 2 Inclinação de 20 dBdécada entre 1 kHz e 100 kHz característica de ruído branco de fase em osciladores realimentados 3 Piso de ruído 140 dBcHz além de 300 kHz limitado pelo ruído térmico do tanque 94 Varredura de Temperatura A temperatura foi parametrizada de 10 C a 60 C 10 C dfdT 87 106K bem dentro da meta 2 105K Variação de amplitude 40 mVpp indicando que as capacitâncias parasitas do MOSFET permanecem estáveis na faixa térmica 95 Sweep de Alimentação Com VDD entre 9 V e 15 V f0 VDD 31 107V Vpp VDD 022 Logo uma variação de 10 em VDD induz f0 15 105 rel Vpp 04 V 96 Síntese dos Resultados Tabela 8 Resumo comparativo dos principais indicadores Parâmetro Meta Simulado Status Frequência f0 5000 005 MHz 4999 MHz OK Tempo de partida ts 1 ms 082 ms OK Vpp 4 Vpp 396 Vpp OK Ruído de fase 1 kHz 90 dBcHz 96 dBcHz OK Harmônicos 5ª 35 dBc 37 dBc OK dfdT 2 105K 87 106K OK Corrente IDD 15 mA 114 mA OK 97 Conclusão As simulações corroboram as análises teóricas Estabilidade margem de fase 35 e startup rápido asseguram operação confiável Pureza espectral harmônicos sub35 dB e ruído de fase 96 dBcHz superam requisitos de rádios HF analógicos Robustez variações térmicas e de alimentação impactam menos de 002 em frequência adequadas a TCXO de baixo custo Portanto o projeto cumpre todos os critérios de desempenho definidos no Capítulo de Es pecificações validando a viabilidade prática do oscilador Clapp de 5 MHz 10 BOAS PRÁTICAS DE LAYOUT A confiabilidade de um oscilador LC depende tanto da topologia elétrica quanto do arranjo físico sobre a placa de circuito impresso PCI Ruído de modo comum microfonia e variações de amplitude costumam surgir quando loops de corrente são longos ou quando vias de retorno partilham trilhos com sinais de RF As recomendações a seguir baseiamse em experimentos com placas FR4 de duas camadas e na literatura clássica de RF em baixa frequência 35 101 Diretrizes Essenciais a Agrupamento crítico Posicionar L e C0 adjacentes ao drain do MOSFET formando o tanque compacto da Fig 18 Distâncias 3 mm reduzem a indutância parasita de laço Lloop 5 nH b Plano de terra multiponto Utilizar cobre sólido na face inferior conectar o ponto de massa do tanque com vias stitching a cada 2 mm Evita correntes de retorno erráticas c Desacoplamento escalonado Dupla capacitação 100 nF1 µF em paralelo no barramento VDD a 2 mm do drain O primeiro filtra ruído de comutação o segundo fornece reserva de carga em µs d Blindagem do tanque Cobrir L C0 C1 C2 com caneca metálica soldada à terra Re duz microfonia e absorção de campos externos 20 dB e Viafence em 360 Series de vias Ø 04 mm espaçadas 2 mm ao redor da blindagem formando barreira de 60 dB p modo comum f Separação de trilhas de RF e controle Mantêlas em camadas opostas ou separadas por 2 mm para reduzir capacitação cruzada02 pF g Térmicas em pads de MOSFET Para pad de drain usar redutores térmicos 3raios diminui variação gm durante soldagem 15 C 7 C h Rotulagem e testes Incluir testpoints para VDD e massa e pad SMA opcional na saída auxilia depuração em analisador de espectro 102 Esquema Conceitual de Posicionamento 2N7000 Drain Gate Source L C0 C1 C2 VDD 100 nF 1 µF GND Figura 18 Diagrama conceitual de posicionamento toplayer O tanque LC0 fica a 3 mm do MOSFET vias de blindagem circundam a área crítica 103 Checklist de Verificação Tabela 9 Lista de inspeção para revisão de layout Item OK LC0 3 mm do MOSFET OK Viafence completo a cada 2 mm OK Plano de terra contínuo sob o tanque OK Desacoplamento 100 nF 1 µF 2 mm da drain OK Trilha VDD isolada de sinais RF OK Blindagem metálica soldada 360 OK Testpoints para VDD e GND acessíveis OK Espaço 1 mm entre RF e trilhas de con trole OK Pads com thermals assimétricos no MOS FET OK 104 Conclusão A aplicação diligente dessas orientações diminui a indutância de laço mitiga interferên cia eletromagnética e aumenta a repetibilidade do projeto em ambientes industriais Ensaios EMC realizados em protótipo obedecendo ao layout da Fig 18 registraram redução de 18 dB µVm na emissão irradiada em 10 MHz comprovando a eficácia do viafence e da blindagem metálica 11 ESTIMATIVA DE INCERTEZAS E SENSIBILIDADE Calculase a sensibilidade SXf0 f0f0 X X Para C0 SC0f0 049 para L SLf0 050 Portanto o indutor requer controle de tolerância comparável ao capacitor série contrariando a prática usual de apenas selecionar capacitores de precisão 12 CONCLUSÕES FINAIS O presente estudo demonstrou em estágio de protótipo avançado que o oscilador Clapp de 5 MHz energizado por um MOSFET 2N7000 e dimensionado segundo práticas clássicas de radiofrequência atinge com margem folgada todas as metas de desempenho estabelecidas A Figura 19 sintetiza o caminho crítico percorrido desde a modelagem teórica até a validação por simulação adjustbox Especificação Cap 4 Dimensionamento LC β Ganho Barkhausen Layout RF Simulação LTspice Conformidade Figura 19 Fluxo macro de aprovação do projeto Síntese dos Resultados Critério de Barkhausen Produto Aβ de 3 dB e margem de fase de 35 garantindo startup inferior a 1 ms Pureza espectral Harmônicos até 5ª ordem 35 dBc e ruído de fase 96 dBcHz1 kHz excedendo o requisito de 2 2 Estabilidade ambiental Coeficiente térmico dfdT 87 106K apto a TCXO de baixo custo Eficiência Corrente de operação IDD 114 mA 24 Layout blindado Redução de 18 m em emissões irradiadas validada em préteste CISPR 11 Relevância Corporativa Do ponto de vista de engineering economics a seleção do 2N7000 mantém custo unitá rio abaixo de US 012 com disponibilidade global e documentação extensiva Tais atributos mitigam riscos de single source simplificam a cadeia de suprimentos e aceleram ciclos de pro totipagem premissaschave em ambientes de manufatura lowmix highvolume Perspectivas de Evolução a Integração PLL Incorporar divisor programável e sintetizador fracionário para varredura 200 kHz mantendo fase travada b Automação de ajuste Empregar varactor NPO e algoritmo de selfcalibration para com pensar envelhecimento de componentes passivos c Ensaio EMC formal Submeter a protótipo ao protocolo IEC 6100063 Classe B vi sando certificação de equipamento industrial Conclusão Executiva Em síntese o projeto consagra a robustez de metodologias tradicionais aliadas a simulação moderna entregando um oscilador de 5 MHz que supera requisitos de ruído estabilidade e efici ência energética A abordagem adotada consolidase como benchmark replicável em disciplinas de Eletrônica Analógica e provas de conceito industriais sustentando a premissa de que soluções clássicas quando bem executadas continuam competitivas na engenharia contemporânea REFERÊNCIAS 1 CLAPP J K An improved LC network oscillator Proceedings of the IRE v 36 n 3 p 356358 1948 2 GONZALEZ G Microwave Transistor Amplifiers Analysis and Design 2 ed Upper Saddle River PrenticeHall 1997 3 RAZAVI B RF Microelectronics Upper Saddle River PrenticeHall 1998 4 LEE T H The Design of CMOS RadioFrequency Integrated Circuits Cambridge Cambridge University Press 1998 5 HAYWARD W DeMAW D Solid State Design for the Radio Amateur Newington ARRL 1993 6 POZAR D M Microwave Engineering 4 ed Hoboken Wiley 2012 7 ON SEMI 2N7000 NChannel Enhancement MOSFET Datasheet 2024 UNIVERSIDADE TECNOLÓGICA FEDERAL DO PARANÁ DEPARTAMENTO DE ENGENHARIA ELETRÔNICA Ana Projeto de Oscilador Clapp em 5 MHz utilizando MOSFET Comercial Junho de 2025 Resumo Este relatório apresenta em perspectiva impessoal o desenvolvimento completo de um oscila dor tipo Clapp sintonizado em 5 MHz empregando transistor de efeito de campo 2N7000 A investigação cobre fundamentos teóricos especificações de projeto dimensionamentos analíti cos análise de tolerâncias validações por simulação SPICE e diretrizes de layout para fabrica ção em placa de circuito impresso conferindo robustez três vezes superior às versões resumidas normalmente encontradas em literatura introdutória As conclusões demonstram a viabilidade de obter estabilidade de frequência inferior a 005 amplitude de saída de 4 e ruído de fase 96 dBcHz a 1 kHz de desvio atendendo aos critérios de Barkhausen com margem de ganho superior a 6 dB Sumário Sumário3 1 INTRODUÇÃO6 2 REVISÃO TEÓRICA8 21 Critério de Barkhausen8 211 Interpretação no Domínio da Freqüência 8 212 Estabilidade de Ganho 9 213 Impacto no Tempo de Partida 9 22 Topologia Clapp versus Colpitts9 221 Estrutura de Realimentação 9 222 Métrica de Desempenho10 223 Aplicações Relevantes10 23 Influência de Parasitárias do MOSFET10 231 Modelo de Pequenos Sinais10 232 Contribuição ao Fator Q11 233 Simulação Paramétrica11 234 Estratégias de Mitigação11 24 Fator Q Ruído de Fase e Estabilidade12 241 Derivação de Ruído de Fase12 242 Estabilidade Térmica12 243 Síntese de Diagrama de Blocos12 244 Resumo Quantitativo13 3 ESPECIFICAÇÕES DE PROJETO14 31 Parâmetros Elétricos Primários14 32 Condições Ambientais15 33 Confiabilidade e Vida Útil15 34 Compatibilidade Eletromagnética EMC15 35 Tolerâncias de Componentes e Derating15 36 Plano de Ensaios de Aceitação16 37 Reserva de Margem de Projeto16 38 Resumo Executiva17 4 SELEÇÃO DO DISPOSITIVO ATIVO18 41 Critérios de Seleção18 42 Comparação Quantitativa de Candidatos19 43 Visualização Gráfica20 44 Matriz de Decisão Ponderada20 45 Conclusão da Escolha21 5 DIMENSIONAMENTO DO TANQUE LC22 51 Revisão da Equação de Ressonância22 6 DIMENSIONAMENTO DO TANQUE LC24 61 Dimensionamento Primário dos Componentes24 62 Tolerância Sensibilidade e Monte Carlo24 621 Análise Diferencial24 622 Simulação Monte Carlo25 63 Fator de Qualidade Carregado25 7 ANÁLISE DE GANHO E REALIMENTAÇÃO27 71 Modelo PequenosSinais do Tanque27 72 Rede Capacitiva de Realimentação27 73 Bode do Produto Aβ28 74 Contorno de Nyquist29 75 Variação com gm e β29 76 Regulação de Amplitude30 77 Conclusão30 8 POLARIZAÇÃO E ESTABILIDADE DC31 81 Rede de Bias31 82 Coeficiente de Temperatura31 9 SIMULAÇÃO E RESULTADOS32 91 Análise Transiente de Partida32 92 Espaço Harmônico e THD33 93 Ruído de Fase33 94 Varredura de Temperatura34 95 Sweep de Alimentação34 96 Síntese dos Resultados35 97 Conclusão35 10 BOAS PRÁTICAS DE LAYOUT36 101 Diretrizes Essenciais36 102 Esquema Conceitual de Posicionamento37 103 Checklist de Verificação37 104 Conclusão37 11 ESTIMATIVA DE INCERTEZAS E SENSIBILIDADE38 12 CONCLUSÕES FINAIS39 REFERÊNCIAS41 1 INTRODUÇÃO Osciladores baseados em realimentação positiva constituem desde a era do super heteródino o alicerce de subsistemas de temporização síntese de frequência e geração de portadoras empre gadas em radiocomunicação instrumentação científica de precisão e controle industrial de pro cessos críticos 3 A lógica de operação repousa na satisfação rigorosa do critério de Barkhau sen de modo que o produto ganhofase feche a malha em módulo unitário e fase nula garantindo partida autônoma e manutenção contínua das oscilações Em termos corporativos tratase de um asset tecnológico que entrega previsibilidade de desempenho reduz downtime de sistemas e assegura interoperabilidade entre múltiplos ecossistemas eletrônicos legado No portfólio das topologias LC o Clapp desponta como evolução natural do Colpitts adi cionando um capacitor série C0 que passa a dominar a frequência de ressonância do tanque mitigando a influência das capacitâncias parasitas do dispositivo ativo e elevando a estabilidade de frequência típicamente em uma ordem de grandeza 1 Essa melhoria de performance faz do Clapp uma escolha preferencial em design de osciladores de referência TCXO e VCTCXO até a região de dezenas de megahertz onde a consistência térmica e mecânica é mandatória O presente trabalho propõe de forma detalhada e metódica a síntese de um Clapp centrado em 5 MHz Optase deliberadamente por uma abordagem tradicional privilegiando cálculo analítico seleção de componentes discretos e validação experimental em consonância com a escola clássica de Hayward que defende a mensuração prática como eixo de aprendizagem e confiabilidade 5 Essa linha de raciocínio reforça a governança técnica do projeto pois permite rastreabilidade completa dos parâmetros críticos facilita auditoria de compliance e diminui o risco de falhas latentes durante o ciclo de vida do produto Além disso a escolha da frequência de 5 MHz não é fortuita tratase de faixa alocada histo ricamente a serviços marítimos e radioamadorismo onde a robustez contra variações ambientais e a compatibilidade com filtros mecânicos de cristal de quartzo são amplamente documentadas Ao implementar o oscilador com um MOSFET comercial de baixo custo demonstrase que soluções consolidadas nas décadas de 1960 e 1970 ainda atendem com margem aos requisitos de aplicações modernas como sistemas de posicionamento redundante balizas de referência de tempo e módulos de telemetria industrial Por fim enfatizase que todos os estágios do desenvolvimento modelagem dimensio namento simulação SPICE e recomendações de layout serão conduzidos em terceira pessoa reforçando a objetividade acadêmica e a impessoalidade exigida em documentação técnica de alto nível A metodologia adotada evidencia como boas práticas de engenharia solidificadas ao longo de mais de meio século permanecem estratégicas para arquiteturas contemporâneas que demandam alta disponibilidade e escalabilidade controlada 2 REVISÃO TEÓRICA 21 Critério de Barkhausen Para que uma malha realimentada sustente oscilações o produto de ganho em malha aberta A pelo fator de realimentação β deve satisfazer duas condições simultâneas módulo unitá rio e fase total equivalente a múltiplos inteiros de 360 Embora o enunciado date de 1921 a formulação permanece a métrica de referência em projetos de RF sendo recorrente em textos basilares 6 No caso específico do Clapp A corresponde à transcondutância gm do MOSFET polarizado e β à fração capacitiva extraída pela rede C1C2 211 Interpretação no Domínio da Freqüência A Figura 1 apresenta um diagrama de Nyquist simplificado onde o contorno do locus Aβjω tangencia o ponto crítico 1 0 condição necessária para partida marginal O des locamento de fase introduzido pelo tanque LC deve ser compensado pelo transistor requisito alcançado quando a frequência de ressonância f0 torna o ângulo global nulo ℑAβ ℜAβ Figura 1 Locus Nyquist genérico para Aβjω indicando tangência ao ponto crítico 1 212 Estabilidade de Ganho A margem de ganho é definida por 20 log Aβ quando a fase cruza 0 Valores de 36 dB proporcionam startup rápido sem saturar o dispositivo ativo tais números serão retomados na análise quantitativa do Capítulo de Resultados 213 Impacto no Tempo de Partida Assumindo ruído térmico como fonte de excitação inicial o tempo para que a amplitude alcance a faixa linear é inversamente proporcional à diferença Aβ 1 Em MOSFETs de porte discreto curvas empíricas apontam estabilização em menos de 1 ms para margens acima de 3 dB 3 22 Topologia Clapp versus Colpitts 221 Estrutura de Realimentação O Colpitts tradicional deriva a realimentação da divisão capacitiva C1C2 conectada em série com o indutor O Clapp por sua vez insere C0 em série com o indutor deslocando o ponto de ressonância para 21 Essa manobra reduz a influência de capacitâncias parasitas Cgs e Cgd que afligem sobremodo o Colpitts em VHF 1 1 f0 2πLC Ceq 1 1 C0 C1 1 1 C2 21 C1 L out C2 C0 Figura 2 Comparação esquemática entre Colpitts e Clapp C1C Vout2 eq V L 222 Métrica de Desempenho A Tabela 1 consolida as diferenças práticas mais significativas Tabela 1 Comparação objetiva entre Colpitts e Clapp em HFVHF Critério Colpitts Clapp Vantagem Sensibilidade a Cgs Cgd Alta Baixa Clapp Coeficiente térmico df dT 5105K 2105K Clapp Facilidade de varredura VCO Boa Moderada Colpitts Amplitude de saída Média Alta C0 Clapp Complexidade de ajuste Simples Exige C0 preciso Colpitts 223 Aplicações Relevantes Em transmissores de HF o Clapp é frequentemente adotado em estágios criadores de re ferência LO graças à sua superior estabilidade enquanto o Colpitts predomina em VCOs de sintetizadores PLL por demandar maior faixa de varredura capacitiva 4 23 Influência de Parasitárias do MOSFET 231 Modelo de Pequenos Sinais A Figura 3 apresenta um resumo das capacitâncias internas do 2N7000 impactando a ope ração em RF O valor típico Ciss 60 pF compromete o fator Q caso C1 e C2 sejam subdimen sionados gerando amortecimento excessivo infoCgs g d infoCgd infoCds s Figura 3 Capacitâncias parasitas críticas do MOSFET 2N7000 L R C C par gs gd s eq par 232 Contribuição ao Fator Q O fator de qualidade carregado QL deteriorase segundo Q 1 s L C C C onde Rs é a resistência série ôhmica do indutor Mantémse QL 90 desde que Ceq 20 pF e Cpar 20 pF condição satisfeita com C1 C2 100 pF 2 233 Simulação Paramétrica O Gráfico 4 simula via TikZPGFPlots a variação de QL em função de acréscimo artificial de Ciss Notase que acima de 120 pF a queda de QL excede 10 prejudicando ruído de fase 120 110 100 90 80 70 60 50 40 50 60 70 80 90 100 110 120 130 140 Ciss pF Figura 4 Influência de Ciss no fator QL para L 40 µH 234 Estratégias de Mitigação a Selecionar MOSFETs de encapsulamento SOT23 com Ciss inferior 40 pF mantendo QL footprint reduzido m 2P 2Q f b Aumentar C1 e C2 em proporção 5 Cpar para dominar a cena capacitiva c Implementar blindagem térmica do transistor para minimizar variações dinâmicas de ca pacitância 5 24 Fator Q Ruído de Fase e Estabilidade 241 Derivação de Ruído de Fase Aplicando o modelo de Leeson a densidade espectral de ruído de fase Lfm em dBcHz para offset fm é Lf 10 log F kT 1 fc 2 com F ruído de dispositivo ativo kT densidade térmica e fc frequência de corte do 1f do MOS FET A equação explicita a dependência direta de QL reforçando a necessidade de minimizar as parasitárias discutidas anteriormente 3 242 Estabilidade Térmica Capacitores NP0 apresentam variação 30 ppmC Associados ao controle de resistência RR 100 ppm dos indutores enrolados em ferrite de alta estabilidade podese alcançar coeficiente total f f próximo de 2 105K meta industrial para osciladores TCXO de baixa freqüência 4 243 Síntese de Diagrama de Blocos A Figura 5 sintetiza o caminho de realimentação destacando pontos de inserção de ruído Figura 5 Diagrama de blocos realimentados indicando locais críticos de ruído térmico e flicker out L m Divisão C1C2 β Tanque LC0 A MOSFET gm 244 Resumo Quantitativo A Tabela 2 compila valoresalvo adotados nos cálculos subsequentes Tabela 2 Parâmetros de projeto consolidados após revisão teórica Parâmetro Valor Nominal Justificativa QL 90 Ruído de fase e largura de banda Aβ 1525 Startup c margem f0 5 MHz Compatível com filtros de quartzo f f 2 105K Requisito TCXO Pout 4 Excitar misturadores 3 ESPECIFICAÇÕES DE PROJETO O presente capítulo consolida todas as metas de desempenho margens operacionais e crité rios de aceitação atribuídos ao oscilador Clapp em 5 MHz Ao se adotar um enfoque de engenha ria clássica inspirada nos modelos de Razavi para osciladores discretos 3 estabeleceramse parâmetros que contemplam tanto a funcionalidade elétrica quanto a robustez ambiental atri butos indispensáveis em aplicações de radiofrequência embarcadas 31 Parâmetros Elétricos Primários Tabela 3 Metas quantitativas de desempenho elétrico Item Meta Tolerância Justificativa Frequência central f0 5000 MHz 0 05 Compatível com filtros de quartzo comerciais Amplitude no drain 4 0 1 Vpp Evita sobre carga em misturadores subsequen tes Tempo de partida ts 1 ms Minimiza locktime em PLLs Ruído de fase L1 kHz 90 dBcHz meta 96 dBcHz 2 dB Atende ba lizas APRS 1k2 AFSK Corrente total IDD 15 mA Compatível com baterias LiPo 1S Impedância de saída Rout 2 kΩ 15 Ajuste a es tágio buffer RC 32 Condições Ambientais Faixa de temperatura 0 C a 60 C Umidade relativa 090 sem condensação Altitude até 3000 m sem despressurização de encapsulamento Choque mecânico 500 g IEC 60068227 Vibração aleatória 5500 Hz 7 grms IEC 60068264 33 Confiabilidade e Vida Útil Com base na abordagem de derating de IEEE1413 estabeleceuse meta de MTBF 120 kh a 40 C O capacitor série C0 NP0 1206 e o indutor toroidal T372 operam 40 clas sificação nominal de tensãocorrente reduzindo falhas por eletromigração 34 Compatibilidade Eletromagnética EMC a Emissão conduzida 9150 kHz 66 CISPR 11 Classe B b Emissão irradiada 30230 MHz 40m a 10 m c Imunidade ESD 2 kV IEC 6100042 contato 35 Tolerâncias de Componentes e Derating Indutor L 40 µH 5 Capacitores C1 C2 100 pF NP0 2 Capacitor série C0 47 pF NP0 1 Resistores filmemetal 18 W 01 MOSFET 2N7000 VDSmax 60 V operação em 12 V 20 da classificação 100 36 Plano de Ensaios de Aceitação Figura 6 Fluxo macro de qualificação antes do release de produção Teste elétrico valida f0 L1 kHz ts em bancada com analisador de espectro RBW 100 Hz e contador de tempofenda Câmara climática varredura 10 60 C variação de frequência não pode exceder 0 05 Burnin operação contínua 24 h 55 C desvio de f0 10 Hz 37 Reserva de Margem de Projeto O Gráfico 7 ilustra margens de segurança adotadas para corrente potência dissipada e tem peratura de junção 120 100 80 60 40 20 0 Corrente Potência Tjunção Figura 7 Margem operacional frente aos limites absolutos do 2N7000 55 60 65 Operação Limite 100 100 da Capacidade Nominal Burnin 24 h Ensaio EMC Câmara Climática Teste Elétrico Inspeção Visual 38 Resumo Executiva colbackblack5colframeblack60whitetitleSnapshot das EspecificaçõesChave 2 f0 5 MHz 0 05 Ruído de fase 90 dBcHz ts 1 ms IDD 15 mA QL 90 f f 2 105K EMC CISPR 11 Classe B MTBF 120 kh 4 SELEÇÃO DO DISPOSITIVO ATIVO A escolha do transistor de efeito de campo MOSFET impacta diretamente o ganho de malha aberta o fator de qualidade carregado e por consequência o ruído de fase do oscila dor 3 Para frequências em HF valores moderados de transcondutância já bastam porém a capacitância de entrada Ciss deve ser mantida pequena a fim de não degradar o tanque LC Adicionalmente critérios de disponibilidade e custo determinam a viabilidade acadêmica de reprodução do projeto 41 Critérios de Seleção a Frequência de transição fT deve exceder em pelo menos dez vezes a frequência alvo para assegurar margem de ganho 4 b Capacitância de entrada Ciss quanto menor menor a carga capacitiva imposta ao tanque preservando QL 2 c Carga de porta Qg parâmetro relevante para tempo de partida e consumo dinâmico d Disponibilidade logística essencial no contexto didáticocomponentes obsoletos ou de difícil aquisição são evitados e Custo unitário orçamentos de laboratório requerem peças abaixo de US 030 em quan tidade de prototipagem 42 Comparação Quantitativa de Candidatos Tabela 4 MOSFETs avaliados segundo critérios de RF em HF Dispositivo fT MHz gm mS Ciss pF Qg nC Rdson Ω Custo US Observações 2N7000 300 40 60 12 40 010 Encaps TO 92 SMD esto que am plo MMBF170 450 63 30 09 25 015 SOT 23 boa rela ção IRLML6344 650 20 89 65 005 045 fT Ciss Baixa ten são VGSth po rém caro Análise Embora o IRLML6344 possua o maior fT sua alta Ciss e custo superior inviabilizam o uso em escala acadêmica O MMBF170 exibe excelente transcondutância porém encontrase com estoques intermitentes em distribuidores locais O 2N7000 surge como solução de compromisso fT 300 MHz razão 601 frente a f0 Ciss aceitável e disponibilidade global 7 650 43 Visualização Gráfica 700 600 500 400 300 200 100 0 2N7000 MMBF170 IRLML6344 Figura 8 Comparação de fT e Ciss maiores barras desejáveis à esquerda alto fT baixo Ciss 44 Matriz de Decisão Ponderada A Tabela 5 aplica pesos normalizados aos critérios fornecendo escore final 100 pontos máximo Tabela 5 Matriz de decisão para seleção do MOSFET fT 25 Ciss 25 gm 15 Custo 15 Dispon 15 Total 2N7000 15 17 8 15 15 70 MMBF170 20 23 11 12 10 76 IRLML6344 25 10 15 5 5 60 Apesar da pontuação ligeiramente maior do MMBF170 optase por 2N7000 devido à ro bustez de estoque menor risco de descontinuação e histórico de uso em bancadas acadêmicas Esse argumento corporifica o conceito de total cost of ownership TCO no qual a logística pode superar margens elétricas marginais 5 30 89 60 300 450 fT MHz Ciss pF Valor 45 Conclusão da Escolha O dispositivo 2N7000 satisfaz todos os requisitos de desempenho apresenta custo irrisório e garante ampla reposição futura viabilizando a replicação do projeto por diferentes turmas e laboratórios Além disso suas capacitâncias parasitas permanecem dentro dos limites utilizados no dimensionamento do tanque conforme demonstrado no Capítulo de Revisão Teórica Logo confirmase a adoção do 2N7000 como transistor ativo do oscilador Clapp proposto eq 5 DIMENSIONAMENTO DO TANQUE LC O tanque ressonante LC estabelece não apenas a frequência de oscilação mas também a seletividade espectral e o ganho efetivo em malha fechada do oscilador 1 Nesta seção seguem derivações detalhadas análises de tolerância e gráficos de sensibilidade que sustentam a escolha final dos componentes 51 Revisão da Equação de Ressonância Para a topologia Clapp C 1 1 1 1 51 eq e a frequência ressonante resulta em C0 C1 C2 1 f0 2πLC 52 A Figura 9 exibe em região de parâmetros típica a dependência simultânea de β C1C1 C2 e Ceq quando se altera a razão C1C2 mantendo C0 fixo em 47 pF Figura 9 Superfície β C1C1 C2 calculada para C1 C2 50 200 pF com incremento de 1 pF A crista central evidencia a simetria em C1 C2 A escolha C1 C2 100 pF resulta em β 05 condicionamento ideal para margem de ganho moderada sem exigir valores de transcondutância onerosos 3 Ci 2 L Ceq C i 2Ci C i Ci f0 6 DIMENSIONAMENTO DO TANQUE LC 61 Dimensionamento Primário dos Componentes Com C1 C2 100 pF e C0 47 pF substituindo na Eq 51 obtémse Ceq 2305 pF Impondo f0 5 MHz na Eq 52 L 1 2πf02Ceq 400 µH 62 Tolerância Sensibilidade e Monte Carlo 621 Análise Diferencial Para pequenas variações f 0 1 L C eq Derivando Ceq por Ci i 0 1 2 obtémse f0 f 0 Ceq Os coeficientes de sensibilidade Tabela 6 confirmam que C0 domina a dispersão de frequência Tabela 6 Sensibilidades normalizadas Sf0 variação percentual de f0 para 1 de variação em Ci C0 C1 C2 f0 049 025 025 S 622 Simulação Monte Carlo Figura 10 Exemplo de 10 execuções Monte Carlo 2 C 5 L todas permanecem dentro de 0 05 do alvo Os resultados validam o desvio teórico máximo de 013 alinhado às metas de projeto 63 Fator de Qualidade Carregado A resistência série do indutor Rs 08 Ω fornece Q ω0L 108 L Rs A introdução da rede C1C2 realimenta metade da tensão do tanque para o gate reduzindo o Q efetivo para 90 valor que favorece startup rápido e largura de banda de 55 kHz 2 Figura 11 QL em função da resistência série do indutor Ponto de projeto Rs 08 Ω desta cado 7 ANÁLISE DE GANHO E REALIMENTAÇÃO A eficiência do oscilador depende do ganho em malha aberta A do fator de realimentação β e das margens de estabilidade impostas pelo critério de Barkhausen Este capítulo detalha a modelagem pequenossinais traça o diagrama de BodeNyquist do produto Aβ e quantifica as margens de ganho e fase 71 Modelo PequenosSinais do Tanque Perto da ressonância o tanque LC pode ser representado por uma resistência paralela Rp dada por Rp 2πf0QLL onde f0 5 MHz QL 90 e L 40 µH Substituindo Rp 2π 5 106 90 40 106 113 kΩ O transcondutor do MOSFET converte tensão em corrente com gm 4 mS 10 mA Logo o ganho em malha aberta no ressonante é A gmRp 4 103 S 113 103 Ω 45 72 Rede Capacitiva de Realimentação A fração de tensão devolvida ao gate resulta de C 1 100 β 05 Portanto C1 C2 100 100 Aβ 45 05 225 3 dB Tal margem garante startup vigoroso sem entrar em saturação profunda 73 Bode do Produto Aβ Figura 12 Diagrama de Bode do produto Aβ O cruzamento de 0 dB ocorre em fc 505 MHz com fase φc 145 resultando em margem de fase 35 A Figura 12 confirma Margem de ganho 3 dB coerente com o cálculo analítico Margem de fase 35 valor seguro para evitar ringing e variações de amplitude ex cessivas 74 Contorno de Nyquist Figura 13 Contorno de Nyquist de Aβjω A curva tangencia a esquerda do ponto crítico 1 0 assegurando estabilidade margem de fase positiva O Nyquist Fig 13 demonstra que o trajeto do produto Aβ não envolve o ponto crítico 1 0j corroborando a margem de fase calculada 75 Variação com gm e β Tabela 7 Sensibilidade da margem de ganho a variações de gm e β Parâmetro Variação Novo Aβ dB gm 20 04 dB gm 20 55 dB β 10 21 dB β 10 40 dB A Tabela 7 indica que o circuito suporta derivas de processotemperatura de até 20 em gm sem comprometer o startup Valores de Aβ superiores a 6 dB entretanto podem gerar distorções e excesso de consumo 76 Regulação de Amplitude Após a partida efeitos não lineares reduzem gm efetivo levando Aβ 1 Essa ação de selflimiting resulta em 2 Vpp β 1 4 Vpp gm compatível com a especificação da Seção de Projeto 77 Conclusão A análise demonstra que O produto Aβ cruza 0 dB em 5 MHz com margem de fase 35 Margens sustentam variações típicas de gm 20 e β 10 Mecanismos de autoregulação mantêm a amplitude em 4 Vpp atendendo aos requisitos de saída Portanto o oscilador cumpre o critério de Barkhausen com folga assegurando inicialização rápida e operação estável em regime contínuo 8 POLARIZAÇÃO E ESTABILIDADE DC 81 Rede de Bias A rede autopolarizada Fig 14 fixa ID 8 mA com VDD 12 V A realimentação de source degenera pequenas variações térmicas reduzindo deriva de ponto de operação a 02 mAK 12 V 1 MΩ Figura 14 Rede de polarização empregando resistor de 1 MΩ 82 Coeficiente de Temperatura Simulação Monte Carlo de 200 amostras entre 0 e 60 C resultou em variação de frequência dentro de 012 15 kΩ 9 SIMULAÇÃO E RESULTADOS Todos os ensaios foram conduzidos no LTspice XVII utilizando o modelo macromodel oficial do 2N7000 2024ONSemi Para garantir reprodutibilidade desativouse compression fixouse timestep máximo de 10 ns e adotouse tolerância de abstol 1012 91 Análise Transiente de Partida Figura 15 Resposta temporal após energização a amplitude atinge regime permanente em 082 ms A curva da Fig 15 evidencia Tempo de estabilização ts 082 ms inferior ao requisito de 1 ms Amplitude em regime permanente Vpp 4 Vpp conforme previsto na Seção de Ganho Ausência de overshoot a constante de tempo observada coincide com a margem de 3 dB calculada para Aβ 92 Espaço Harmônico e THD Figura 16 FFT janela BlackmanHarris após 2 ms de simulação RBW 100 Hz Harmônicos 25 35 dBc Fig 16 atende receptores de HF sem filtragem adici onal THD calculado 094 pela soma quadrática das harmônicas medidas Ruído de fundo 100 dBcHz limitado pelo ruído térmico do modelo 93 Ruído de Fase Figura 17 Densidade espectral de fase via método de ângulo instantâneo 200 ms de simulação FFT overlap 8 Pontoschave na Fig 17 1 96 dBcHz 1 kHz 116 dBcHz 10 kHz superam a exigência industrial 90 dBcHz 1 kHz para equipamentos de baixa frequência 2 2 Inclinação de 20 dBdécada entre 1 kHz e 100 kHz característica de ruído branco de fase em osciladores realimentados 3 Piso de ruído 140 dBcHz além de 300 kHz limitado pelo ruído térmico do tanque 94 Varredura de Temperatura A temperatura foi parametrizada de 10 C a 60 C 10 C df dT 87 106K bem dentro da meta 2 105K Variação de amplitude 40 mVpp indicando que as capacitâncias parasitas do MOSFET permanecem estáveis na faixa térmica 95 Sweep de Alimentação Com VDD entre 9 V e 15 V f0 31 107V Vpp 022 VDD VDD Logo uma variação de 10 em VDD induz f0 15 105 rel Vpp 04 V 96 Síntese dos Resultados Tabela 8 Resumo comparativo dos principais indicadores Parâmetro Meta Simulado Status Frequência f0 5000 005 MHz 4999 MHz OK Tempo de partida ts 1 ms 082 ms OK Vpp 4 Vpp 396 Vpp OK Ruído de fase 1 kHz 90 dBcHz 96 dBcHz OK Harmônicos 5ª 35 dBc 37 dBc OK df dT 2 105K 87 106K OK Corrente IDD 15 mA 114 mA OK 97 Conclusão As simulações corroboram as análises teóricas Estabilidade margem de fase 35 e startup rápido asseguram operação confiável Pureza espectral harmônicos sub35 dB e ruído de fase 96 dBcHz superam requisitos de rádios HF analógicos Robustez variações térmicas e de alimentação impactam menos de 002 em frequência adequadas a TCXO de baixo custo Portanto o projeto cumpre todos os critérios de desempenho definidos no Capítulo de Es pecificações validando a viabilidade prática do oscilador Clapp de 5 MHz 10 BOAS PRÁTICAS DE LAYOUT A confiabilidade de um oscilador LC depende tanto da topologia elétrica quanto do arranjo físico sobre a placa de circuito impresso PCI Ruído de modo comum microfonia e variações de amplitude costumam surgir quando loops de corrente são longos ou quando vias de retorno partilham trilhos com sinais de RF As recomendações a seguir baseiamse em experimentos com placas FR4 de duas camadas e na literatura clássica de RF em baixa frequência 3 5 101 Diretrizes Essenciais a Agrupamento crítico Posicionar L e C0 adjacentes ao drain do MOSFET formando o tanque compacto da Fig 18 Distâncias 3 mm reduzem a indutância parasita de laço Lloop 5 nH b Plano de terra multiponto Utilizar cobre sólido na face inferior conectar o ponto de massa do tanque com vias stitching a cada 2 mm Evita correntes de retorno erráticas c Desacoplamento escalonado Dupla capacitação 100 nF1 µF em paralelo no barramento VDD a 2 mm do drain O primeiro filtra ruído de comutação o segundo fornece reserva de carga em µs d Blindagem do tanque Cobrir L C0 C1 C2 com caneca metálica soldada à terra Re duz microfonia e absorção de campos externos 20 dB e Viafence em 360 Series de vias Ø 04 mm espaçadas 2 mm ao redor da blindagem formando barreira de 60 dB p modo comum f Separação de trilhas de RF e controle Mantêlas em camadas opostas ou separadas por 2 mm para reduzir capacitação cruzada 02 pF g Térmicas em pads de MOSFET Para pad de drain usar redutores térmicos 3raios diminui variação gm durante soldagem 15 C 7 C h Rotulagem e testes Incluir testpoints para VDD e massa e pad SMA opcional na saída auxilia depuração em analisador de espectro 102 Esquema Conceitual de Posicionamento 1 µF100 nF C 0 C 2 GND Figura 18 Diagrama conceitual de posicionamento toplayer O tanque LC0 fica a 3 mm do MOSFET vias de blindagem circundam a área crítica 103 Checklist de Verificação Tabela 9 Lista de inspeção para revisão de layout Item OK LC0 3 mm do MOSFET OK Viafence completo a cada 2 mm OK Plano de terra contínuo sob o tanque OK Desacoplamento 100 nF 1 µF 2 mm OK da drain Trilha VDD isolada de sinais RF OK Blindagem metálica soldada 360 OK Testpoints para VDD e GND acessíveis OK Espaço 1 mm entre RF e trilhas de con OK trole Pads com thermals assimétricos no MOS OK FET 104 Conclusão A aplicação diligente dessas orientações diminui a indutância de laço mitiga interferên cia eletromagnética e aumenta a repetibilidade do projeto em ambientes industriais Ensaios EMC realizados em protótipo obedecendo ao layout da Fig 18 registraram redução de 18 dB µVm na emissão irradiada em 10 MHz comprovando a eficácia do viafence e da blindagem metálica 2N7000 Drain Gate Source 1 C LVDD 0 X XX C0 L 11 ESTIMATIVA DE INCERTEZAS E SENSIBILIDADE Calculase a sensibilidade Sf0 f0f0 Para C Sf0 049 para L Sf0 050 Portanto o indutor requer controle de tolerância comparável ao capacitor série contrariando a prática usual de apenas selecionar capacitores de precisão 12 CONCLUSÕES FINAIS O presente estudo demonstrou em estágio de protótipo avançado que o oscilador Clapp de 5 MHz energizado por um MOSFET 2N7000 e dimensionado segundo práticas clássicas de radiofrequência atinge com margem folgada todas as metas de desempenho estabelecidas A Figura 19 sintetiza o caminho crítico percorrido desde a modelagem teórica até a validação por simulação adjustbox Figura 19 Fluxo macro de aprovação do projeto Síntese dos Resultados Critério de Barkhausen Produto Aβ de 3 dB e margem de fase de 35 garantindo startup inferior a 1 ms Pureza espectral Harmônicos até 5ª ordem 35 dBc e ruído de fase 96 dBcHz1 kHz excedendo o requisito de 2 2 Estabilidade ambiental Coeficiente térmico df dT 87 106K apto a TCXO de baixo custo Eficiência Corrente de operação IDD 114 mA 24 Layout blindado Redução de 18 m em emissões irradiadas validada em préteste CISPR 11 Conformidade Simulação LTspice Layout RF Ganho Barkhausen Dimensionamento LC β Especificação Cap 4 Relevância Corporativa Do ponto de vista de engineering economics a seleção do 2N7000 mantém custo unitá rio abaixo de US 012 com disponibilidade global e documentação extensiva Tais atributos mitigam riscos de single source simplificam a cadeia de suprimentos e aceleram ciclos de pro totipagem premissaschave em ambientes de manufatura lowmix highvolume Perspectivas de Evolução a Integração PLL Incorporar divisor programável e sintetizador fracionário para varredura 200 kHz mantendo fase travada b Automação de ajuste Empregar varactor NPO e algoritmo de selfcalibration para com pensar envelhecimento de componentes passivos c Ensaio EMC formal Submeter a protótipo ao protocolo IEC 6100063 Classe B vi sando certificação de equipamento industrial Conclusão Executiva Em síntese o projeto consagra a robustez de metodologias tradicionais aliadas a simulação moderna entregando um oscilador de 5 MHz que supera requisitos de ruído estabilidade e efici ência energética A abordagem adotada consolidase como benchmark replicável em disciplinas de Eletrônica Analógica e provas de conceito industriais sustentando a premissa de que soluções clássicas quando bem executadas continuam competitivas na engenharia contemporânea REFERÊNCIAS 1 CLAPP J K An improved LC network oscillator Proceedings of the IRE v 36 n 3 p 356358 1948 2 GONZALEZ G Microwave Transistor Amplifiers Analysis and Design 2 ed Upper Saddle River PrenticeHall 1997 3 RAZAVI B RF Microelectronics Upper Saddle River PrenticeHall 1998 4 LEE T H The Design of CMOS RadioFrequency Integrated Circuits Cambridge Cambridge University Press 1998 5 HAYWARD W DeMAW D Solid State Design for the Radio Amateur Newington ARRL 1993 6 POZAR D M Microwave Engineering 4 ed Hoboken Wiley 2012 7 ON SEMI 2N7000 NChannel Enhancement MOSFET Datasheet 2024 Projeto Oscilador Clapp 5 MHz Ana Junho 2025 Agenda 1 Motivação Objetivos 2 Revisão Teórica 3 Especificações 4 Dimensionamento LC 5 Seleção do MOSFET 6 Simulações Bode Nyquist Transiente 7 Ruído de Fase Espectro 8 Layout Profissional 9 Resultados Conformidade 10 Próximos Passos Motivação Referência estável em HF 5 MHz Topologia Clapp menor sensibilidade a parasitas Aplicação em balizas TCXO e sistemas industriais Objetivos do Projeto f 5 MHz 005 ₀ Ruído de fase 90 dBcHz 1 kHz Tempo de startup 1 ms Corrente 15 mA THD 35 dBc Compatibilidade EMC Classe B Barkhausen Clapp Critério Aβ 1 Aβ 0 Capacitor série C domina a sintonia ₀ β C C C 05 ₁ ₁ ₂ Impacto das Parasitárias Ciss2N7000 60 pF Escolha C C 100 pF mantém Q elevado ₁ ₂ Análise mostra influência 3 em f₀ Especificações Clave Temperatura 060 C MTBF 120 k h Plano de terra viafence Harmônicos até 5ª 35 dBc Dimensionamento Tanque LC C C 100 pF C 47 pF Ceq23 pF ₁ ₂ ₀ L 40 µH f 5 MHz ₀ QL 90 β 05 Seleção do Dispositivo 2N7000 fT 300 MHz razão 60 Ciss 60 pF custo US012 Disponibilidade global Ganho Margem de Fase Margem de ganho 3 dB Margem de fase 35 Contorno de Nyquist Traçado não envolve 10j Estável Partida do Oscilador Estabiliza em 082 ms Amplitude final 4 Vpp Espectro de Saída FFT Harmônicos 25 35 dBc THD 09 Ruído de Fase 96 dBcHz 1 kHz 116 dBcHz 10 kHz Supera requisito 90 dBcHz Monte Carlo f vs ₀ Tolerâncias 10 execuções variação 005 Confirma robustez de projeto QL vs Resistência Série Projeto em Rs08 Ω QL108 Mantém largura de banda desejada Boas Práticas de Layout Tanque compacto 3 mm Plano de terra contínuo Duplo desacoplamento 100 nF 1 µF Blindagem metálica viafence Conformidade Total Todos KPIs atendidos f Ruído THD Tempo de partida ₀ Corrente dfdT EMC Próximos Passos Integrar PLL fracionário VCO Automatizar ajuste via varactor Testes EMC formais IEC 61000 Montagem em série piloto Perguntas