Capítulo 04

Capítulo 4\n4.1 INTRODUÇÃO\nO tiristor é um dos mais importantes tipos de dispositivos semicondutores de potência. Os tiristores são extensivamente utilizados em circuitos de eletrônica de potência. Eles são operados como chaves biestáveis, indo do estado de não-condução para o estado de condução. Os tiristores podem ser considerados como chaves ideais para muitas aplicações, mas os tiristores práticos exibem certas características e limitações.\n\n4.2 CARACTERÍSTICAS DOS TIRISTORES\nO tiristor é um dispositivo semicondutor de quatro camadas, de estrutura pnpn, com três junções p-n. Ele tem três terminais: anodo, catodo e gatilho (do inglês gate). A Figura 4.1 mostra o símbolo do tiristor e uma vista da seção transversal das três junções p-n. Os tiristores são fabricados por difusão. Uma vez que o tiristor conduza, ele se comporta como um diodo em condução e não há controle sobre o dispositivo. Ele continuará a conduzir porque não há camada de depleção devido ao movimento livre de portadores na junção J2. Entretanto, se a corrente de anodo for reduzida abaixo de um nível conhecido como corrente de manutenção (do inglês holding current = Ih), uma região de depleção se desenvolverá em torno da junção J2, devido ao reduzido número de portadores, e o tiristor estará no estado de bloqueio. A corrente de manutenção está na ordem de miliamperes e é menor que a corrente de travamento lT. Isto é, lT > Ih. A corrente de travamento lT é a mínima corrente de anodo para manter o tiristor no estado de condução. A corrente de manutenção é menor que a corrente de travamento. 4.3 MODELO COM DOIS TRANSISTORES DE UM TIRISTOR\nA ação regenerativa ou de travamento devido a realimentação positiva pode ser demonstrada pela utilização de um modelo de tiristor com dois transistores. Um tiristor pode ser considerado como dois transistores complementares, um pnp, o transistor Q1, e o outro npn, o transistor Q2, como mostrado na Figura 4.3. Cap. 4 T r i s t o r s 123\nA corrente de coletor I_C de um transistor é relacionada, em geral, à corrente de emissor I_E à corrente de fuga da junção base-coletor, I_CBO, como\nI_C = α_EI_E + I_CBO (4.1)\ne o ganho é corrente em base comum é definido como α = I_C/I_E. Para o transistor Q_1, a corrente de emissor é a corrente de anodo I_A e a corrente de coletor I_C1 pode ser encontrada a partir da Eq. (4.1):\nI_C1 = α_1I_A + I_CBO1 (4.2)\n\nFigura 4.3\nModelo de um transistor com dois transistores.\n\nonde α_1 é o ganho de corrente e I_CBO1 é a corrente de fuga para Q_1. Similarmente para o transistor Q_2, a corrente de coletor I_C2 é\nI_C2 = α_2I_k + I_CBO2 (4.3)\nonde α_2 é o ganho de corrente e I_CBO2 é a corrente de fuga para Q_2. Combinando I_C1 e I_C2, obtém-se\nI_A = I_C1 + I_C2 = α_1I_A + I_CBO1 + α_2I_k + I_CBO2 (4.4)\nMas para uma corrente de gatilho de I_G, I_k = I_A + I_G e resolvendo a Eq. (4.4) para I_n, obtém-se\nI_f = α_1I_CBO1 + I_CBO2\n1 - (α_1 + α_2)\n\nO ganho de corrente α_3 varia com a corrente de emissor I_A = I_E e varia com I_k = I_A + I_G. Uma variação típica do ganho de corrente e com a corrente de emissor I_E é mostrada na Figura 4.4. Se a corrente de gatilho I_G for subitamente aumentada, por exemplo de 0 a 1 mA, isto imediatamente aumentará a corrente de anodo I_A, o que aumentará ainda mais α_1 e α_2; α_2 dependerá de I_A e I_C. O aumento nos valores de α_1 e α_2 aumentará ainda mais I_A. Portanto, há um efeito regenerativo ou de realimentação positiva. Se (α_1 + α_2) tender à unidade, o denominador da Eq. (4.5) se aproximará de zero, resultando em uma grande corrente de anodo I_A e o tiristor será disparado com uma pequena corrente de gatilho:\n\nFigura 4.4\nVariação típica do ganho de corrente com a corrente de emissor.\n\nSob condições transitórias, as capacitâncias das junções podem influenciar a curva característica do tiristor, como mostrado na Figura 4.5. Se o tiristor estiver no estado de bloqueio, uma tensão de crescimento rápido (do tipo degrau) aplicada sobre o dispositivo causará um fluxo elevado de corrente através dos capacitores das junções. A corrente através do capacitor C_2 pode ser expressa como\ni_2 = (dq_2/dt) = d/dt(C_2V_{2}) = V_{2} dC_2/dt + C_2 dV_2/dt\nonde C_2 e V_{2} são a capacitância e a tensão da junção I_2 respectivamente, e q_2 é a carga na junção. Se a taxa de crescimento da tensão dV/dt for grande, então i_2 será grande, e isto resultará em correntes de fuga I_CBO1 e I_CBO2 maiores. De acordo com a Eq. (4.5), valores suficientemente grandes de I_CBO1 e I_CBO2 podem causar (α_1 + α_2), tendendo à unidade, e resultar em um disparo indesejável do tiristor. Entretanto, uma corrente elevada através dos capacitores das junções pode também danificar o dispositivo. Cap. 4 T r i s t o r s 125\n\nFigura 4.5\nModelo transitório de um tiristor com dois transistores.\n\n4.4 DISPARO DE UM TIRISTOR\nUm tiristor é disparado aumentando-se a corrente de anodo. Isto pode ser conseguido através de uma das seguintes formas:\n\nTérmica. Se a temperatura de um tiristor for elevada, haverá um aumento no número de pares elétrons-lacunas que aumentará as correntes de fuga. Esse aumento nas correntes causará o aumento de α_1 e α_2. Devido à ação regenerativa, (α_1 + α_2) poderá tender à unidade e o tiristor poderá ser disparado. Esse tipo de disparo pode causar agitação térmica e é normalmente evitado.\n\nLuz. Se for permitido que a luz atinja as junções de um tiristor, os pares elétrons-lacunas aumentarão, e o tiristor poderá ser disparado. Os tiristores ativados por luz (do inglês light-activated thyristors) são disparados, permitindo-se que a luz atinja a pastilha de silício.\n\nTensão elevada ou sobretensão. Se a tensão direta anodo-catódo for maior que a tensão direta de ruptura V_{BR}, fluirá uma corrente de fuga suficiente para iniciar o disparo regenerativo. Esse tipo de disparo pode ser destrutivo e deve ser evitado.\n\ndv/dt. Pode ser notado a partir da Eq. (4.6) que, se a taxa de crescimento da tensão anodo-catodo for elevada, a corrente de carga das junções capacitivas pode ser 126 Eletrônica de Potência - Circuitos, Dispositivos e Aplicações Cap. 4\nsuficiente para disparar o tiristor. Um alto valor de corrente de cargas pode danificar o tiristor, e o dispositivo tem de ser protegido contra di/dt elevado. Os fabricantes especificam o d di/dt máximo permissível dos tiristores.\n\nCorrente de gatilho. Se o tiristor estiver diretamente polarizado, a injeção da corrente de gatilho pela aplicação de tensão positiva entre os terminais de gatilho e cátodo irá dispará-lo. À medida que a corrente de gatilho aumenta, a tensão de bloqueio direta diminui, como mostrado na Figura 4.6.\n\nA Figura 4.7 mostra as formas de onda da corrente de anodo, seguindo a aplicação do sinal de gatilho. Há um atraso de tempo, conhecido como tempo de disparo (do inglês turn-on time - ton), entre a aplicação do sinal de gatilho e a condução do tiristor. O ton é definido como o intervalo de tempo entre 10% da corrente de gatilho permanente (0,1IG) e 90% da corrente de regime permanente em estado de condução do tiristor (0,91IG); ton é a soma do tempo de atraso t de e do tempo de subida ti, t f é definido como o intervalo de tempo entre 10% da corrente de gatilho (0,1IG) e 10% da corrente do tiristor em estado de condução (0,1IH). O t f é o tempo necessário para a corrente de anodo crescer de 10% a 90% da corrente em estado de condução (ou seja, de 0,1IH a 0,9IH). Esses tempos são ilustrados na Figura 4.7. Cap. 4 Tiristores 127\nOs seguintes pontos devem ser considerados no projeto de circuitos de controle de gatilho:\n\n1. O sinal de gatilho deve ser removido após o disparo do tiristor. Um sinal contínuo aumentaria a perda de potência na junção do gatilho...\n\n2. Enquanto o tiristor estiver reversamente polarizado, não deverá haver sinal de gatilho; de outra forma o tiristor poderia falhar devido a um aumento da corrente de fuga.\n\n3. A largura do pulso de gatilho tg tem de ser maior que o tempo necessário para a corrente de anodo crescer até o valor da corrente de manutenção It. Na prática, a largura do pulso IG normalmente é feita maior que o tempo de disparo do tiristor ton.\n\nExemplo 4.1\nA capacitância da junção j2 reversamente polarizada em um tiristor C2 = 20 pF e pode ser considerada independente da tensão de estudo de bloqueios. O valor de limitação da corrente de carga para disparar o tiristor é 16 mA. Determinar o valor crítico de di/dt.\n\nSolução: C2 = 20 pF e i2 = 16 mA. Como d(C2V2)/dt = 0, pode-se encontrar o valor crítico de di/dt a partir da Eq. (4.b):\n\ndv/dt = i2/C2 = (16 x 10^-3) / (20 x 10^-12) = 800 V/μs 4.5 PROTEÇÃO CONTRA di/dt\nUm tiristor necessita de um tempo mínimo para espalhar a condução de corrente unidirecional por todas as junções. Se a taxa de crescimento da corrente de anodo for muito rápida, comparada a velocidade de espalhamento do processo de disparo, um \"ponto quente\" (do inglês hot spot) localizado correrá, devido à elevada densidade de corrente, e o dispositivo poderá falhar, como resultado da temperatura excessiva.\n\nOs dispositivos práticos devem ser protegidos contra di/dt elevados. Como exemplo, considerar o circuito da Figura 4.8. Sob operação em regime permanente, Dm conduz quando o tiristor T1 estiver desligado. Se T1 for disparado quando Dm ainda estiver conduzindo, o di/dt poderá ser muito alto e limitado apenas pela indutância parásita do circuito.\n\nNa prática, o di/dt é limitado pela adição de um indutor em série Le como mostrado na Figura 4.8. O di/dt no sentido direto é\ndt/dt = Vs/Lz (4.7)\n\nonde Le é a indutância em série, incluindo qualquer indutância expressa.\n\n4.6 PROTEÇÃO CONTRA dv/dt\nSe a chave CHu da Figura 4.9a, for fechada em t = 0, um grau de tensão será aplicado sobre o tiristor T1 e o dv/dt pode ser elevado o suficiente para disparar o dispositivo. O dv/dt pode ser limitado através da conexão do capacitor Cr, como mostra a Figura 4.9a. Quando o tiristor T1 for disparado, o corrente de descarga do capacitor será limitada pelo resistor Rn, como mostrado na Figura 4.9b. Com um circuito RC, conhecido como circuito snubber (ver Capítulo 16), a tensão sobre o tiristor crescerá exponencialmente, como mostrado na Figura 4.9c, e o dv/dt poderia ser encontrado aproximadamente de\ndv\ndt = 0,632 Vs\t\t= 0,632 Vs\nRCS\n(4.8)\nO valor da constante de tempo snubber τ = RCS pode ser determinado a partir da Eq. (4.8) para um valor conhecido de dv/dt. O valor de Rs é encontrado a partir da corrente de descarga ITD.\nRs = Vs\nITD\n(4.9)\nFigura 4.9\nCircuitos de proteção contra dv/dt.\nÉ possível utilizar mais de um resistor para o dv/dt e para a descarga, como mostrado na Figura 4.9d. O dv/dt é limitado por R1 e C2. (Rs + R2) limita a corrente de descarga de forma que\nITD = Vs\nR1 + R2\nA carga pode formar um circuito em série com a rede snubber, como mostrado na Figura 4.9e. A partir das Eqs. (3.23) e (3.24), a razão de amortecimento δ de uma equação de segunda ordem é δ = α\nω0\nR + R2\n2\n√\nC1\nL + L\n(4.11)\nonde Le é a indutância parasita e Le e R são a indutância e resistência de carga, respectivamente.\nPara limitar o sobressalente (do inglês overshoot) máximo de tensão aplicado sobre o tiristor, é utilizada uma razão de amortecimento na faixa de 0,5 a 1,0. Se a indutância da carga for elevada, o que é normalmente o caso, Rc pode ser grande e Cc pequeno para manter o valor desejado de razão de amortecimento. Um valor alto de Rs reduzirá a corrente de descarga e um valor baixo de Cc reduzirá as perdas no snubber. Os circuitos da Figura 4.9 devem ser totalmente analisados para determinar o valor desejado de razão de amortecimento que limitará o dv/dt ao valor pretendido. Uma vez que a razão de amortecimento seja conhecida, Rs e Cs podem ser encontrados. À mesma rede RC ou snubber normalmente utilizada para proteção contra dv/dt pode suprir tensões transitórias devido ao tempo de recuperação reversa. A supressão de tensões transitórias é analisada na Seção 15.4.\nExemplo 4.2\nA tensão de entrada na Figura 4.9e é 200 V com uma resistência de carga de R = 5 Ω. As indutâncias da carga e parasitas são desprezíveis e o tiristor é operado a uma frequência de\nfr = 2 kHz. Se o dv/dt desejado for 100 V/µs a corrente de descarga tiver de ser limitada a 100 A. Solução: dv/dt, ITD = 100 A, ITD = 100 A; R = 5 Ω, L = Ls = 0 e Vs = 200 V.\n(a) A partir da Figura 4.9e, a corrente de carga do capacitor snubber pode ser expressa como\nVs = (R1 + R1) + i C1\n∫\n\n\n0\n\t\t\ndt = 0\nCom a condição inicial v(t = 0) = 0, a corrente de carga é encontrada como\ni(t) =\nVs\nRs + R1\n− e−t/τ\n(4.12)\nem que τ = (Rs + RCS). A tensão direta sobre o tiristor é\nv(t) = Vs − Rv/R1 + R2 em t =\nVs − 0,368 RV/Rs + R1\n(4.13)\nfm t = 0, ITD = 100 A, 200 V e 2 Ω. A Eq (4.14) dá\n\n\ndn\ndt = \nvr(t) − vr(0)\n\t= 0,632 RVs\nτ\nC1R1 + R2\n(4.14)\nA partir da Eq. (4.9), Rs = Vs/ITD = Vs/ITD = 200/100 = 2 Ω. A Eq (4.14) dá\nC1 = 0,632 × 5 × 200 × 10−6 = 0,129 μF\n(b) As perdas no snubber são\nPs = 0,5C1V2s\n(4.15)\n= 0,5 × 0,129 × 10−6 × 200 × 200 × 2000 = 5,2 W\n(c) Supondo que toda a energia armazenada em C seja dissipada somente em Rs, a especificação de potência do resistor snubber é 5,2 W.\n4.7 DESLIGAMENTO DO TIRISTOR\nUm tiristor que esteja em estado de condução pode ser desligado pela redução da corrente direta a um nível abaixo da corrente de manutenção IH. Há várias técnicas para o desligamento de um tiristor, que são discutidas no Capítulo 7. Em todas as técnicas de comutação, a corrente de anodo é conservada abaixo da corrente de manutenção por um tempo suficientemente grande, de forma que todos os portadores em excesso nas quatro camadas sejam eliminados ou recombinados.\nDevido às duas junções p-n externas J1 e J2, as características de desligamento seriam semelhantes às de um diodo, exibindo tempo de recuperação reversa tr e corrente de recuperação reversa máxima IRR. IRR pode ser muito maior que o de bloqueio reversa normal JF. Em um circuito conversor comutado pela rede, onde a tensão de tiristor imediatamente após a corrente direta é para o valor zero. Esta tensão reversa acelerará o processo de desligamento, eliminando o excesso de portadores nas junções J1 e J2. As Eqs. (2.6) e (2.7) podem ser aplicadas para calcular tr e IRR. Figura 4.10\nCurvas características de desligamentos.\n\n(a) Circuito com tiristor comutado pela rede\n\n(b) Circuito de comutação forçada de tiristor\n\nA junção pn interna J2 necessitará de um tempo, conhecido como tempo de recombinação tr, para recombinar o excesso de portadores. Uma tensão reversa negativa reduziria esse tempo de recombinação. O tr depende da amplitude da tensão reversa. As curvas características de desligamento são mostradas nas Figura 4.10a e b, para um circuito comutado pela rede e para um de comutação forçada, respectivamente.\n\nO tempo de desligamento tf é a soma do tempo de recuperação reversa tr e do tempo de recombinação tr. Ao término do desligamento, uma camada de depleção desenvolve-se sobre a junção J2 e o tiristor recupera sua capacidade de suportar (bloquear) tensão direta. Em todas as técnicas de comutação no Capítulo 7, uma tensão reversa é aplicada sobre o tiristor durante o processo de desligamento.\n\nO tempo de desligamento (do inglês turn-off time - tf) é o valor mínimo do intervalo de tempo entre o instante em que a corrente em estado de condução diminui... da a zero em que o tiristor é capaz de suportar tensão direta sem disparar. O tf depende do valor máximo da corrente de condução e do valor instantâneo da tensão, ambas em estado de condução.\n\nA carga recuperada reversa (do inglês reverse recovered charge - QRR) é a quantidade de carga que tem de ser recuperada durante o processo de desligamento. Seu valor é determinado a partir da área englobada pelo caminho da corrente de recuperação reversa. O valor de QRR depende da taxa de decaimento da corrente de condução e do valor máximo da corrente, ambas em estado de condução, antes do desligamento. QRR causa perda de energia correspondente dentro do dispositivo.\n\n4.8 TIPOS DE TIRISTORES\n\nOs tiristores são fabricados quase exclusivamente por difusão. A corrente de anodo necessita de um tempo finito para se propagar por toda a área de junção, a partir do ponto próximo ao gatilho, quando o sinal deste é iniciado para o disparo do tiristor. Os tiristores utilizam várias estruturas de gatilho para controlarem o di/dt, e o tempo de disparo e o tempo de desligamento. Dependendo da construção física, e do comportamento no tempo de disparo e de condição, os tiristores podem ser classificados em nove categorias:\n\n1. tiristores de controle de fase (do inglês phase-control - SCRs);\n2. tiristores de chaveamento rápido (do inglês fast-switching - SCRs);\n3. tiristores de desligamento pelo gatilho (do inglês gate-turn-off - GTOs);\n4. tiristores triodos bidireccionais (do inglês bidirectional triode - TRIACs);\n5. tiristores de condução reversa (do inglês reverse-conducting - RCTs);\n6. tiristores de indução estática (do inglês static induction - SITHs);\n7. retificadores controlados de silício ativados por luz (do inglês light-activated silicon-controlled rectifiers - LASCRs);\n8. tiristores controlados por FET (do inglês FET-controlled - FET-CTHs);\n9. tiristores controlados por MOS (do inglês MOS-controlled - MCTs);\n\n4.8.1 Tiristores de Controle de Fase\n\nEste tipo de tiristores geralmente opera na frequência da rede e é desligado por comutação natural. O tempo de desligamento tf é da ordem de 50 a 100 µs. Este é o mais adequado para aplicações de chaveamento em baixa velocidade e é também conhecido... como tiristor de conversor (do inglês converter thyristor). Como um tiristor é basicamente um dispositivo controlado, feito de silício, ele é também conhecido como retificador controlado de silício (do inglês silicon-controlled rectifier - SCR).\n\nA queda de tensão em estado de condução, Vr, varia tipicamente de 1,5 V para dispositivos de 600 V a 2,5 V para os de 4000 V; e para um tiristor de 5500 A é 1200 V e ela é tipicamente 1,25 V. Os tiristores modernos utilizam uma amplificação de gatilho, em que um tiristor auxiliar T4 é disparado por um sinal de gatilho e então a saída amplificada de T4 é aplicada como um sinal de gatilho para o tiristor principal Tm. Isto é mostrado na Figura 4.11. A amplificação de gatilho permite elevadas características dinâmicas com dt/dv típico de 1000 V/µs e di/dt típico de 500 A/µs e simplifica o projeto do circuito através da redução na minimização do indutor de limitação de di/dt e dos circuitos de proteção contra dv/dt.\n\nFigura 4.11\nTiristores com amplificação de gatilho.\n\n4.8.2 Tiristores de Chaveamento Rápido\n\nEsses tiristores utilizados em aplicações de chaveamento de alta velocidade com comutação forçada (por exemplo, choppers no Capítulo 9 e inversores no Capítulo 10). Eles têm tempo de desligamento rápido, geralmente de 5 a 50 µs, dependendo da faixa de tensão. A queda de tensão direta em estado de condução varia aproximadamente como uma função inversa do tempo de desligamento tQ. Esse tipo de tiristor é também conhecido como tiristor de inversor (do inglês inverter thyristor).\n\nEsses tiristores têm dv/dt elevado de tipicamente 1000 V/µs e di/dt de 1000 A/µs. O desligamento rápido e di/dt elevado são muito importantes para reduzir o tamanho e o peso dos componentes de circuito comutação e/ou nativo. A tensão em estado de condução de um tiristor de 2200 A e 1800 V é tipicamente 1,7 V. Os tiristores de inversores com uma capacidade de bloqueio reverso muito limitada, tipicamente 10 V, e um tempo de desligamento muito rápido entre 3 e 5 µs, são comumente conhecidos como tiristores assimétricos (do inglês asymmetrical thyristors - ASCRs). Tiristores de chaveamento rápido de vários tamanhos são mostrados na Figura 4.12. 4.8.3 Tiristores de Desligamento pelo Gatilho – GTOs\nUm tiristor de desligamento pelo gatilho (do inglês gate-turn-off – GTO), a exemplo de um SCR, pode ser disparado pela aplicação de um sinal positivo de gatilho. Entretanto, ele pode ser designado por um sinal negativo de gatilho. Um GTO é um dispositivo de retenção e pode ser construído para faixas de tensão e corrente similares aquelas de um SCR. Um GTO é disparado pela aplicação de um pulso positivo curto e desligado por um pulso negativo curto a seu gatilho. Os GTOs têm vantagens sobre os SCRs: (1) eliminação dos componentes de comutação na comutação forçada, resultando em redução de custo, peso e volume; (2) redução no ruído acústico e eletromagnético devido à eliminação dos indutores de comutação; (3) desligamento mais rápido, permitindo elevadas frequências de comutação; e (4) melhor eficiência dos conversores.\n\nEm aplicações de baixa potência, os GTOs têm as seguintes vantagens sobre os transistores bipolares: (1) capacidade de bloqueio de tensão mais elevada; (2) elevada relação entre a máxima corrente controlável e a corrente média; (3) elevada relação entre a corrente máxima de surto e a corrente média, tipicamente 10:1; (4) alto ganho em estado de condução (corrente de anodo / corrente de gatilho), tipicamente 600; e (5) sinal de gatilho em forma de pulso de curta duração. Sob condições de surto, um GTO vai para a saturação completa devido à ação regenerativa. Por outro lado, um transistor bipolar tende a sair da saturação.\n\nUm GTO tem baixo ganho durante o desligamento, tipicamente 6, e requer um pulso de corrente negativa relativamente alto para desligar. Ele tem quedas de tensão em estado de condução mais altas que os SCRs. A queda de tensão direta típica de um GTO de 550 A e 1200 V é 3,4 V. Um GTO de 160 A e 200 V, do tipo 160 PFT, é mostrado na Figura 4.13 e as junções desse GTO são mostradas na Figura 4.14. Figura 4.13\nGTO de 160 A, 200 V (cortesía International Rectifier).\n\nFigura 4.14\nJunções do GTO 160 A da Figura 4.13 (cortesía da International Rectifier).\n\nA máxima corrente direta controlada I_{TCRM} é o valor máximo da corrente em estado de condução que pode ser desligada pelo controle do gatilho. A tensão de estado de bloqueio é imediatamente reaplicada após o desligamento, e o \u2206v/dt reaplicado é limitado somente pela capacitância do snubber. Uma vez que o GTO esteja desligado, a corrente de carga I_{L}, que é desviada para e carrega o capacitor do snubber, determina o dv/dt reaplicado.\n\ndv/dt = I_{L} / C_{S},\n\nem que C_{S} é a capacitância do snubber. 4.8.4 Tiristores Triodos Bidirecionais\nUm TRIAC pode conduzir em ambos os sentidos e é normalmente utilizado em controle de fase CA (por exemplo, em controladores de tensão CA, no Capítulo 6). Ele pode ser considerado como dois SCRs conectados em antiparalelo com uma conexão de gatilho comum, como mostrado na figura 4.15a. A curva característica \u03B1 é mostrada na Figura 4.15c.\n\nComo o TRIAC é um dispositivo bidirecional, seus terminais não podem ser designados como anodo e catodo. Se o terminal MT_{2} for positivo em relação ao terminal MT_{1}, o TRIAC pode ser disparado pela aplicação de um sinal positivo entre os terminais de gatilho G e MT_{1}. Se o terminal MT_{2} for negativo em relação a MT_{1}, ele pode ser disparado pela aplicação de um sinal negativo entre o gatilho G e MT_{1}. Não é necessário que se tenham ambas as polaridades do sinal de gatilho, pois um TRIAC pode ser disparado com um sinal tanto positivo como um negativo de gatilho. Na prática as sensibilidades variam de um quadrante para outro e os TRIACs normalmente são operados no quadrante I ('tensão e corrente de gatilho positivas') ou no quadrante III ('tensão e corrente de gatilho negativas').\n\nFigura 4.15\nCaracterísticas de um TRIAC. 4.8.5 Tiristores de Condução Reversa\nEm muitos circuitos de choppers e inversores, um diodo em antiparalelo é conectado através de um SCR, a fim de permitir o fluxo de corrente reverso devido à carga indutiva e para melhorar os requisitos de desligamento do circuito de comutação. O diodo grampeia a tensão de bloqueio do SCR a 1 ou 2 V sob condições de regime permanente. Entretanto, sob condições transitórias, a tensão reverso pode atingir até 30 V devido à tensão induzida na indutância parasita do circuito dentro do dispositivo.\n\nUm tiristor de condução reversa (do inglês reverse-conducting thyristor - RCT) é um compromisso entre as características do dispositivo e as exigências do circuito; e ele pode ser considerado um tiristor com um diodo em antiparalelo, como mostrado na Figura 4.16. Um RCT é também chamado tiristor assimétrico (do inglês asymmetrical thyristor - ASCR). A tensão reversa de bloqueio varia de 400 a 2000 V e a especificação de corrente vai até 500 A. A tensão reversa de bloqueio é tipicamente 30 a 40 V. Como a relação da corrente direta através do diodo para a corrente reversa do diodo é fixa para dado dispositivo, suas aplicações seriam limitadas a projetos de circuitos específicos.\n\nFigura 4.16\nTiristor de condução reversa - RCT,\n\n4.8.6 Tiristores de Indução Estática\nAs características de um tiristor de indução estática (do inglês static induction thyristor - SITH) são similares àquelas de um MOSFET, no Capítulo 8. Um SITH é normalmente disparado pela aplicação de uma tensão positiva no gatilho como os tiristores normais e é desligado pela aplicação de uma tensão negativa ao seu gatilho. Um SITH é um dispositivo de portadores minoritários. Como resultado, o SITH tem baixa resistência ou queda de tensão diretas (em estado de condução) e pode ser fabricado para faixas de tensão e corrente mais elevadas.\n\nUm SITH tem velocidades de chaves rápidas e capacidades de di/dt e dV/dt extremas. O tempo de chaveamento é da ordem de 1 a 6 μs. A especificação de tensão pode ir até 2500 V e a de corrente está limitada a 500 A. Este dispositivo é extremamente sensível ao processo e pequenas perturbações no processo de fabricação poderiam produzir maiores alterações em suas características. 4.8.7 Retificadores Controlados de Silício Ativados por Luz\nEste dispositivo é disparado por radiação direta de luz na pastilha de silício. Os pares elétron-lacuna criados devido à radiação produzem uma corrente de disparo sob a influência do campo elétrico. A estrutura do gatilho é projetada para fornecer-lhe sensibilidade suficiente para realizar disparo a partir de fontes práticas de luz (por exemplo, LEDs) e para que se consigam altas capacidades de di/dt e dV/dt.\n\nOs LASCRs são utilizados em aplicações de tensões e correntes elevadas (por exemplo, transmissão de corrente contínua em alta tensão (do inglês high-voltage dc - HV/DC) e compensação estática de potência reativa ou volt-amperes reativo (do inglês volt-ampere reactive - VAR). Um LASCR oferece isolação elétrica total entre a fonte de disparo por luz e o dispositivo de chaveamento de um conversor de potência, cuja tensão é um potencial tão elevado quanto algumas centenas de quilovolts. A especificação de luz de um LASCR pode estar na faixa de 1500 A, com uma tensão de disparo por luz de menos de 100 mW. O di/dt típico é de 250 A/μs e o dV/dt pode ser tão elevado quanto 2000 V/μs. 4.8.8 Tiristores Controlados por FET\nUm dispositivo tiristor controlado por FET (do inglês FET-controlled thyristor - FET-CTH) combina um MOSFET e um tiristor em paralelo como mostrado na Figura 4.17. Se uma tensão suficiente, tipicamente 3 V, for aplicada à porta (do inglês gate) do MOSFET, uma corrente de disparo para o tiristor será gerada internamente. Ele tem uma velocidade de chaveamento elevada e altos di/dt e dV/dt.\n\nEste dispositivo pode ser disparado como tiristores convencionais, mas ele não pode ser desligado através do controle da porta. Este encontra aplicações onde o disparo ótico é utilizado para fornecer isolação elétrica entre o sinal de entrada ou de controle e o dispositivo de chaveamento do conversor de potência.\n\nFigura 4.17\nTiristor controlado por FET.\n\n4.8.9 Tiristores Controlados por MOS\nUm tiristor controlado por MOS (do inglês MOS-controlled thyristor - MCT) combina as características de um tiristor regenerativo de quatro camadas e uma estrutura de gatilho ou de porta MOS. Um esquemático de uma célula MCT é mostrado na Figura 4.18. O circuito equivalente é mostrado na Figura 4.18B e o símbolo, na Figura 4.18A. A estrutura NP/NP pode ser representada por um transistor NPN, Q1 e um transistor PNP, Q2. A estrutura de gatilho MOS pode ser representada por um MOSFET de canal p, M1 e um de canal n, M2.\n\nDevido a uma estrutura NPNP em vez de uma PNPN de um SCR convencional, o anodo serve como terminal de referência em relação ao qual todos os sinais de gatilho são aplicados. Considere que o MCT esteja em seu estado de bloqueio direto e uma tensão negativa VGA seja aplicada. Um canal n é formado no material dopado n-, levando os elétrons lateralmente a partir de base n1, B2 de Q1 (fonte S2 do MOSFET de canal n, M2) através do canal n para o emissor alternadamente dopado p-, E1 de Q1 (dreno D1 do MOSFET de canal p, M1). Esse fluxo de elétrons desvia a corrente de base para o transistor NPN, Q2. A eliminação dessa corrente de base pela base p1 de Q1 (e o coletor p2, C de Q2). A eliminação dessa corrente de base pela base p1 de Q1 leva o transistor NPN, Q2 a desligar, e o MCT retoma ao seu estado de bloqueio. Em resumo, um pulso positivo de gatilho VGA desvia a corrente de excitação da base de Q1, desligando, dessa forma, o MCT.\n\nO MCT pode ser operado como um dispositivo controlado pelo gatilho se sua corrente for menor que a corrente máxima controlável. A tentativa de desligar o MCT em correntes maiores que sua corrente máxima controlável pode resultar na destruição do dispositivo. Para valores de corrente maiores, o MCT tem de ser desligado como um SCR comum. As larguras do sinal de gatilho não são críticas para correntes menores nos dispositivos. Para correntes maiores, a largura do pulso de desligamento deve ser maior. Além disso, o gatilho deve durar um pico de corrente durante o desligamento. Em muitas aplicações, incluindo inversores e choppers, um pulso contínuo de gatilho durante todo o período condução/bloqueio é necessário para evitar o estado de ambigüidade. Cap. 4 Trítores 141\n\nFigura 4.18 Esquemático e circuito equivalente para MCTs.\n\nUm MCT tem (1) baixa queda de tensão direta durante a condução; (2) tempo de disparo rápido, tipicamente 0,4µs, e tempo de desligamento rápido, tipicamente 1,25µs, para um MCT de 300 A, 500 V; (3) baixas perdas de chaveamento; (4) baixa capacidade de bloqueio de tensão reversa; e (5) alta impedância de entrada de gate, o que simplifica consideravelmente os circuitos de excitação. Ele pode efetivamente ser ligado em paralelo para chavar altas correntes, com apenas modestas diminuições da corrente nominal por dispositivo. Ele não pode ser facilmente excitado a partir de um transformador de pulso, pois uma polarização contínua é necessária para evitar o estado de ambiguidade. 142 Eletrônica de Potência - Circuitos, Dispositivos e Aplicações - Cap. 4\n\nExemplo 4.3\n\nUm tristor conduz uma corrente, como mostrado na Figura 4.19, e o pulso de corrente é repetido a uma frequência de fr = 50 Hz. Determinar a corrente média direta (em estado de condução) If.\n\nSolução: If = Imax = 1000 A, T = 1/fr = 1/50 = 20 ms e h1 = 5 µs. A sua corrente média é\n\ntf = 1/20.000 (0,5 × 5 × 1000 + (20.000) - 2 × 5) × 1000 + 0,5 × 5 × 1000) \n\n= 999,5 A\n\nFigura 4.19 Forma de onda da corrente do tristor.\n\n4.9 OPERAÇÃO EM SÉRIE DE TRISTORES\n\nPara aplicações em tensões elevadas, dois ou mais tridores podem ser conectados em série para fornecer a especificação de tensão. Entretanto, devido à produção estendida, os tristrors do mesmo tipo não são idênticos. A Figura 4.20 mostra a curva característica em estado de bloqueio de dois triodores. Para a mesma corrente em estado de bloqueio, suas tensões, também em estado de bloqueio, diferem. Cap. 4 Trítores 143\n\nFigura 4.20 Características em estado de bloqueio de dois triiros.\n\nNo caso dos diodos, apenas as tensões reversas de bloqueio devem ser divididas, enquanto para os triiros as redes de divisão de tensão são necessárias tanto para a condição reversa quanto para o estado de bloqueio. A divisão de tensão normalmente é obtida pela conexão de resistores através de cada tristor, como mostrado na Figura 4.21. Para uma igual divisão de tensão, as correntes de estado de bloqueio diferem, como mostrado na Figura 4.22. Considerar que haja n triiros na estrutura. A corrente em estado de bloqueio do tristor Tj é Ib1 e as outros triiros são iguais, tal que Id2 = Id3 = ... = Ion < Idp. Como o tristor T1 tem a menor corrente em estado de bloqueio, caberá a ele a maior tensão.\n\nSe If for a corrente pelo resistor R, em paralelo com T1 e as correntes pelos outros resistores forem iguais de forma que I2 = I3 = ... = Inp, a corrente em estado de bloqueio será\n\nΔIb = Ib1 - Ib2 = If - I2 - Ir + In = I1 = I2 ou I2 = I1 - ΔIb Fig. 4.22\nCorrentes diretas de fuga para uma distribuição igual de tensão.\nA tensão sobre Tj é V D P 1 = R I D. A utilização das leis de Kirchhoff das tensões dá\nV s = V D 1 + (n s – 1)h R Δ D = V D 1 + (n s – 1)R Δ D\n= V D 1 + (n s – 1)h R – (n S – 1)R Δ D\nn s V D 1 = V s + (n s – 1)R Δ D\nA resolução da Eq. (4.16) para a tensão V D 1 dá\nV D 1 = V s + (n s – 1)R Δ D.\nV D 1 será máximo quando Δ D P for máximo. Para |I D2| = 0 e Δ D = I D 2, a Eq. (4.17) dá a pior condição da tensão de regime permanente sobre T 1.\nV D S (máx) = V s + (n s – 1)R I D 2 Fig. 4.23\nTempo de recuperação reversa e divisão de tensão.\nA tensão transiTória sobre T 1 pode ser determinada a partir da Eq. (4.17) pela aplicação da relação da diferença de tensão,\nΔ V = R Δ I D = Q 2 - Q 1 = Δ Q / C 1\nonde Q 1 é a carga armazenada de T 1 e Q 2 a carga para os outros tiristores, tal que Q 2 = Q 3 = Q n e Q 1 < Q 2. A substituição da Eq. (4.19) na Eq. (4.17) dá\nV D 1 = 1/n S [V s + (n s – 1) Δ Q / C 1]\nA pior condição de divisão da tensão transiTória, que ocorrerá quando Q 1 = 0 e Q 2 é Q 2 = Q 3, é\nV D T (máx) = 1/n S [V S + (n s – 1) Q 2]\nUm fator de diminuição da capacidade nominal (do inglês derating factor - DRF) que normalmente é utilizado para aumentar a confiabilidade da estrutura é definido como\nDRF = 1 – V s / n s V D S (máx). Exemplo 4.4\nDez tiristores são utilizados em uma estrutura para suportar uma tensão CC de V s = 15 kV. As máximas diferenças da corrente de fuga e da carga de recuperação dos tiristores são 10 mA e 150 µC, respectivamente. Cada tiristor tem uma resistência de divisão de tensão de R = 56 kΩ e capacitância de C 1 = 0,5µF. Determinar (a) a máxima divisão de tensão do regime permanente V D S (máx) (b) o fator de diminuição da capacidade nominal da tensão em regime permanente, (c) a máxima divisão da tensão transiTória V D T (máx) e (d) o fator de diminuição da capacidade nominal da tensão transiTória.\nSolução:\n(a) A partir da Eq. (4.18), a máxima divisão de tensão em regime permanente é\nV D S (máx) = 10, V s = 15 kV, Δ D = I D = 10 mA e Q 2 = 50 µC.\nV D S (máx) = 15000 + (10 – 1) x 56 x 10^3 x 10 x 10^-6 / 10 = 2004 V\n(b) A partir da Eq. (4.22), o fator de diminuição da capacidade nominal em regime permanente é\nDRF = 1 = 15000 / (10 x 2004) = 25,51%\n(c) A partir da Eq. (4.20), a máxima divisão da tensão transiTória é\nV D T (máx) = 15000 + (10 – 1) x 150 x 10^-6 / (0,5 x 10^-6) = 1770 V\n(d) A partir da Eq. (4.22), o fator de diminuição da capacidade nominal em regime transiTório é\nDRF = 1 = 15000 / (10 x 1770) = 15,25%\n\n4.10 OPERAÇÃO EM PARALELO DE TIRISTORES\nQuando tiristores são conectados em paralelo, a corrente de carga não é dividida igualmente devido às diferenças em suas características. Se um tiristor conduzir mais corrente que os outros, sua dissipação de potência aumentará, aumentando assim a temperatura da junção e diminuindo a resistência interna. Isto, por sua vez, aumentará sua corrente e poderá danificar o tiristor. Esta destruição térmica pode ser evitada colocando-se um dissipador de calor comum, discutido no Capítulo 15, de tal forma que todas as unidades operem à mesma temperatura. Uma pequena resistência, como mostrado na Figura 4.24, pode ser conectada em série com cada tiristor para forçar uma igual divisão de correntes, mas haverá uma considerável perda de potência nessas resistências. Uma maneira comum de tratar a divisão de correntes para tiristores consiste em utilizar indutores magneticamente acoplados, como mostrado na Figura 4.24b. Se a corrente através do tiristor T1 aumentar, uma tensão de polaridade oposta será induzida nos enrolamentos do tiristor T2 e a impedância por meio da malha de T3 será reduzida, aumentando portanto o fluxo de corrente através dele.\n\n4.11 CIRCUITOS DE DISPARO DE TIRISTORES\n\nEm conversores tiristorizados, existem diferentes potenciais em diversos pontos. O circuito de gatilho é alimentado com uma tensão elevada, tipicamente de 12 a 30 V. É necessário um circuito de isolamento entre um tiristor individual e seu circuito de eragdo pulsos de gatilho. A isolação pode ser conseguida tanto por transformadores de pulsos como por optoacopladores. Um optoacoplador pode ser um fototransistor ou foto-SCR, como mostrado na Figura 4.25. Um pulso de curta duração para a entrada de um diodo emissor de luz infravermelha (do inglês infrared light-emitting diode - ILED), D1, dispara o foto-SCR T1 e o tiristor de potência T2 é disparado. Esse tipo de isolação requer uma fonte de alimentação separada Vx e aumenta o custo e o peso do circuito de disparo. Um arranjo simples de isolação com transformadores de pulso é mostrado na Figura 4.26a. Quando um pulso, de tensão adequada, é aplicado à base do transistor de chaveamento Q1, este saturá e a tensão V0 aparece no primário do transformador, induzindo uma tensão pulsada no seu secundário; que é aplicada entre os terminais de gatilho e cátodo do tiristor. Quando o pulso é removido da base do transistor Q1, o mesmo entra em corte, uma tensão de polaridade oposta é induzida no primário e o diodo Dm conduz. A corrente, devido à energia magnética do transformador, decai através de Dm e zen. Durante esse decaimento, uma tensão reversa correspondente é induzida no secundário. A largura do pulso pode ser aumentada colocando-se um capacitor C em paralelo com o resistor R, como mostrado na Figura 4.26b. O transformador conduz corrente unidirecional e o núcleo magnético saturar, limitando dessa forma a largura do pulso. Esse tipo de isolação é adequado para pulsos de 50 a 100 µs, tipicamente. 4.12 TRANSISTOR DE UNIJUNÇÃO\n\nO transistor de unijunção (do inglês unijunction transistor - UJT) é comumente utilizado para a geração de sinais de disparo para SCRs. Um circuito básico de disparo com UJT é mostrado na Figura 4.28a. O UJT tem três terminais designados por emissor E, base 1 B1 e base 2 B2. Entre B1 e B2 o UJT tem as características de uma resistência comum. Esta é a resistência entre bases Rb1 e Rb2 e seus valores estão na faixa de 4,7 a 9,1 kΩ. A curva característica de um UJT é mostrada na Figura 4.28b.\n\nQuando uma fonte de alimentação CC V0 é aplicada, o capacitor C é carregado através do resistor R, à uma vez que o circuito do emissor do UJT está em estado aberto. A constante de tempo de carga do circuito é τ1 = RC. Quando a tensão de emissor Ve atinge a mesma que a tensão do capacitor C, a tensão e a tensão de pico (do inglês peak voltage) Vp, o UJT dispara e o capacitor C descarrega-se através de Rjb à uma taxa determinada pela constante de tempo τ0 = Rjb1C1 e muito menor que τ1. Quando a tensão de emissor decai a seu ponto do vale (do inglês valley point V_e), o emissor cessa sua condução, o UJT desliga e o ciclo de carga se repete. As formas de onda do emissor e as tensões de disparo são mostradas na Figura 4.28c.\n\nA forma de onda da tensão de disparo V_B1 é idêntica à corrente de descarga do capacitor C1. A tensão do disparo V_B1 deve ser calculada para ser suficientemente grande para disparar o SCR. O período da oscilação T é razoavelmente independente da tensão da fonte de alimentação CC V_e e é dado por\n\nτ = 1 = RC ln 1 1 − η\n\nonde o parâmetro R é chamado de razão intrínseca de equilíbrio (do inglês intrinsic stand-off ratio). O valor de η está entre 0,51 e 0,82.\n\nO resistor R é limitado a um valor entre 3 kΩ e 3 MΩ. O limite superior de R é definido pela exigência de que na situação do disparo para R e, que tenha interseção com a curva característica do triac que interfere no pico, à esquerda do ponto de disparo. Se a linha de carga não atingir o ponto de disparo, o UJT não disparará. Esta condição será satisfeita se,\n\nR < V_s − V_p I_p\n\nNo ponto do vale I_e = I_e e V_E = V_d de tal forma que a condição para o limite inferior de R que assegure o desligamento seja V_e − I_e R < V_n. Isto é,\n\nR > V_s − V_o I_p\n\nA faixa recomendada da tensão de alimentação V_s é de 10 a 35 V. Para valores fixos de η, a tensão de pico V_p varia de acordo com a tensão entre as duas bases, V_BB: V_p é dado por\n\nV_p = ηV_BB + V_d(0,5 V) = ηV_s + V_d(0,5 V)\n\nonde V_d é a queda de tensão direta de um diodo. A largura do pulso de disparo t_g\n\nt_g = R_e I C Figura 4.28\n\nCircuito de disparo com UJT.\n\nGeralmente, R_g é limitado a um valor abaixo de 100 Ω, embora valores de até 2 ou 3 kΩ sejam possíveis em algumas aplicações. Um resistor R_g2 é normalmente conectado em série com a base 2, para compensar a diminuição de V_j devido ao aumento de temperatura e para proteger o UJT de possível destruição térmica. O resistor R_g2 tem um valor de 100 Ω ou maior e pode ser determinado aproximadamente por\n\nR_g2 = 10⁴ √(V_s) Exemplo 4.5\n\nCalcular o circuito de disparo da Figura 4.28a. Os parâmetros do UJT são V_s = 30 V, η = 0,51, I_e = 10 μA, V_E = 3,5 V e I_mA = 10 mA. A frequência de oscilação f_c = 60 Hz e a largura do pulso de disparo t_e = 50 μs.\n\nSolução: T = 1/f = 1/60Hz = 16,67 ms. A partir da Eq. (4.26), V_f = 0,51 × 30 + 0,5 = 18,5 V.\nConsiderar C = 0,5 μF. A partir das Eqs. (4.24) e (4.25), os valores de limitação de R são\n\nR < 30 − 15,8 10 μA = 1,42 MΩ\n\nR < 30 − 3,5 10 mA = 2,65 kΩ\n\nA partir da Eq. (4.23), 16,67 ms = R × 0,5μF ln(1/(1 − 0,51), que dá R = 46,7 kΩ que está dentro dos valores de limitação. A tensão máxima do gatilho é V_m = V_f = 18,5 V.\n\nA partir da Eq. (4.27),\n\nR_θ = 50μs I_e = 50 μs = 100 Ω\n\nA partir da Eq. (4.28), Cap. 4 Transistores 753\n\nFigura 4.29\nCircuito de disparo com PUT.\n\nVpf é dado por\n\nVpf = \\frac{R2}{R1 + R2} Vs\n\nque dá a relação intrínseca como\n\n\\eta = \\frac{Vpf}{Va} = \\frac{R2}{R1 + R2}\n\nR e C controlam a frequência juntamente com R1 e R2. O período da oscilação T é dado aproximadamente por\n\nT = \\frac{1}{f} = RC \\ln \\left( \\frac{Vs - Vpf}{Vs - Vpf} \\right) \\ \\left( 1 + \\frac{R2}{R1} \\right)\n\nA corrente de gatilho IG no ponto do vale é dada por\n\nIG = (1 - \\eta) Vs\n\nonde R0 = \\frac{R1R2}{(R1 + R2)}. R1 e R2 podem ser determinados a partir de\n\nR1 = \\frac{R0}{\\eta} 154 Eletrônica de Potência - Circuitos, Dispositivos e Aplicações Cap. 4\n\nR2 = \\frac{R0C}{1 - \\eta}\n\nExemplo 4.6\n\nCalcular o circuito de disparo da Figura 4.29. Os parâmetros do PUT são Vs = 30 V e IC = 1 mA. A frequência de oscilação fe = 60 Hz. A largura do pulso te = 50 µs e a tensão de pico do disparo é Vp = 10 V.\n\nSolução: T = 1/f = 1/60 Hz, 16,67 ms. A tensão de pico do disparo é Vpk = Vp - Vpf = 10 V.\n\nConsiderar C = 0,5 µF. A partir da Eq. (4.27), R1 = R0C = 58/0,5/100 = 100 Ω. A partir da Eq. (4.30), \\eta = Vpf/Vs = 10/30 = 1/3. A partir da Eq. (4.31), 16,67 ms = RC \\ln \\left( \\frac{Vs - Vpf}{Vs - Vpf} \\right).\n\n\\frac{30}{(30 - 10)} \\cdot \\left( 1 \\right) = 82,2kΩ. Para IG = 1 mA, a Eq. (4.32) dá R0 = 20 kΩ. A partir da Eq. (4.33).\n\nR1 = \\frac{R0}{\\eta}\n